EMV-Betrachtungen in Stromversorgungen und DC/DC-Wandlern

Einleitung

Während der durch die COVID-19-Pandemie verursachten Ausfallzeiten stand mein Auto mehrere Wochen lang still, und da es mit Elektronik im Standby-Modus vollgestopft war, entleerte sich schließlich die Batterie, so dass das Auto nicht mehr anspringen wollte. Bei einem Besuch im Zubehörladen kaufte ich ein neues „intelligentes“ und überraschend günstiges Ladegerät, das ich anschloss und seine Arbeit machen ließ. Das tat es auch, aber es löschte auch das hauseigene Wi-Fi aus. Trotz der CE-Kennzeichnung und einer Reihe von Zertifizierungsstempeln, die auf dem Gerät zu finden waren, wies es offensichtlich ein hohes Maß an Hochfrequenzemissionen (RF) auf und war ein Paradebeispiel für elektromagnetische Unverträglichkeit.

Unabhängig davon, ob das Problem auf gestrahlte oder leitungsgebundene Emissionen zurückzuführen ist, sollte das Ladegerät die verbindlichen Normen für elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) erfüllen. Diese Normen umfassen auch Grenzwerte für Oberwellenemissionen und „Flicker“ sowie die Immunität gegenüber den vorgeschriebenen Werten für magnetische, elektrische und elektromagnetische Felder, Netzüberspannungen und Transienten sowie statische Entladung. Die weltweit verwendeten Normen gehören zur Reihe IEC 61000, wobei die Bauteile 1-7 alle Aspekte der Anforderungen, Testmethoden und Grenzwerte abdecken. Darüber hinaus wird auf andere Dokumente für bestimmte Produktkategorien und deren Anforderungen verwiesen, sofern verfügbar.

Die Filterung, die Sie erwarten können

Was hätte der Entwickler dieses Ladegeräts besser machen können? Betrachten wir zunächst die leitungsgebundenen Emissionen. Als Schaltnetzteil kann der Produkt Leitungs-Differential-Mode (DM) und der Leitungs-Masse-Gleichtakt (CM) Rauschen erzeugen (Abbildung 1). Das DM-Eingangsrauschen wird durch „X“-Kondensatoren und Serieninduktivitäten gedämpft und kann daher mit ausreichend hohen Bauteilwerten innerhalb der Größen- und Kostenbeschränkungen leicht auf niedrige Pegel reduziert werden. Die Konstrukteure versuchen oft, den Wert des Kondensators unter 100nF zu halten.

Wie bereits erwähnt, muss das Bauteil jedoch innerhalb einer vorgeschriebenen Zeit auf eine sichere Spannung entladen werden, wodurch eine zusätzliche parallel geschaltete Induktivität erforderlich wird. Wenn die Induktivität dauerhaft im Stromkreis verbleibt, kann der konstante Leckstrom die Einhaltung der Standards für Standby und Leerlaufverluste beeinflussen. Obwohl die Spule(n) einen hohen Wert haben kann (können), leiten sie den vollen Betriebs-AC weiter. Daher müssen sie manchmal sehr groß sein, um eine Sättigung zu vermeiden. In dieser Hinsicht sind Eisenpulver oder Ferrit typische Beispiele.

Es gibt zwar keinen direkten gesetzlichen Grenzwert für DM-Rauschen, aber es gibt Grenzwerte für CM-Rauschen, und die typische Testmethode für CM verwendet ein Netz zur Stabilisierung der Leitungsimpedanz (LISN), wie es in Normen wie CISPR 32 für Multimedia-Geräte gefordert wird. Allerdings registriert das LISN auch die Hälfte des vorhandenen DM-Rauschens, so dass es einen guten Grund gibt, es zu dämpfen. Das CM-Rauschen von der Leitung und der Nullleiter-Masse-Verbindung hat die Tendenz, die Form einer Stromquelle in der niedrigen 50Ω Impedanz des LISN anzunehmen, und die „Y“-Kondensatoren von der Leitung oder der Nullleiter-Masse-Verbindung bieten einen lokalen Rückweg, so dass das Rauschen nicht nach außen zirkuliert und somit im LISN registriert wird.

Dann fungiert eine CM-Drossel mit gekoppelten Wicklungen in jeder Stromleitung als Barriere zwischen dem Wandler und der Versorgung. Es kann hochpermeabler, nicht angekoppelter Ferrit verwendet werden, da die Wicklungen so phasenverschoben sind, dass der laufende Strom magnetisch aufgehoben wird und eine hohe Impedanz für das CM-Rauschelement übrigbleibt. Die CM-Drosseln können mit einer kontrollierten Streuinduktivität zwischen den Wicklungen gewickelt werden, was dann zu einer Kombination aus DM- und CM-Dämpfung führt.

Der Grad der Transientenfilterung hängt von der Überspannungskategorie der Anlage ab

Neben der Dämpfung von Emissionen bietet ein AC/DC-Eingangsfilter Immunität gegen Eingangsüberspannungen, bei denen es sich entweder um Transienten und Bursts mit hoher Spannung und niedriger Energie oder um Überspannungen mit niedrigerer Spannung handeln kann. Die beobachteten Werte hängen von der Überspannungskategorie (OVC) der Anlage in den Stufen I bis IV (mit zunehmendem Schweregrad) ab (Tabelle 1).


Unser Ladegerät sollte mindestens die OVC II erfüllen, was in der Regel die Hinzufügung einer Komponente zur Unterdrückung von Eingangstransienten erfordert, wie beispielsweise ein spannungsabhängiger Widerstand (VDR). Wäre es hingegen OVC IV, würden Sie VDRs mit hohem Energiewert und möglicherweise mehrere Gasentladungsröhren erwarten.

Wenn das Ladegerät auf die Einhaltung der EU-EMV-Richtlinie geprüft werden würde (was durch die CE-Kennzeichnung angezeigt wird), müsste es außerdem gegen bestimmte elektrische, magnetische und HF-Felder sowie gegen ESD immun sein. Die Eingangsfilterung ist hier nicht die Lösung, aber ein gutes internes Layout und eine gute Designpraxis würden normalerweise auch dazu beitragen, die Emissionsgrenzwerte einzuhalten.

Designs beginnen mit „lumped“ Komponenten, aber das ist nicht die vollständige Charakteristik

Es ist praktisch, bei der Entwicklung eines Wandlers mit Schaltkreisen mit den „lumped“ Komponenten der gewählten Topologie zu beginnen und die Leistung bis zur ersten Ordnung zu berechnen. Dies kann Ihnen Aufschluss darüber geben, ob der Ansatz sinnvoll ist. Wenn jedoch EMV-Überlegungen einbezogen werden, müssen „reale“ und nicht „ideale“ Komponenten verwendet werden (Abbildung 2). Die höherwertigen oder „parasitären“ Eigenschaften der Komponenten sind oft diejenigen, die EMV-Probleme verursachen.

Dies können beispielsweise Streukapazitäten gegen Erde sein, die CM-Rauschströme verursachen, oder eine Serieninduktivität von Verbindungen, die Strahlung verursacht. Selbst die in Abbildung 2 dargestellten realen Komponenten sind sehr vereinfacht. Oft sind die parasitären Werte nicht-linear, wie z.B. der ESR-Wert des Kondensators, der stark mit der Frequenz variiert. Darüber hinaus weisen einige parasitäre Komponenten Unstetigkeiten in ihren Eigenschaften auf. Zum Beispiel wechselt die gesamte Eingangskapazität des MOSFET je nach Schaltzustand zwischen verschiedenen effektiven Werten.

Zusätzlich zu ihrem DC-Widerstand, der lediglich mit der Temperatur variiert, haben selbst Draht- und Schienenverbindungen einen AC-Widerstand, der mit der Frequenz und dem Material variiert. Dies ist auf die inhärente Induktivität und den „Skin-Effekt“ zurückzuführen, der durch Wirbelströme verursacht wird, die sich in der Mitte des Leiters aufheben. Als Faustregel kann man sagen, dass sich der Strom bei der Frequenz f in einem Kupferleiter in einer Tiefe von δ = 66/√f ausbreitet (Abbildung 3).

Zum Beispiel sollte ein Drahtdurchmesser von 0,4mm bei 100kHz keinen Skin-Effekt aufweisen. Dies ist in den meisten Fällen eine ausreichende Annäherung, aber δ ist eigentlich die Tiefe, bei der der Strom auf 1/e oder 37% des Gesamtstroms (nicht Null) abfällt, und gilt ausschließlich für Sinuswellen (nicht für die komplexen AC-Wellenformen, die häufig bei Wandlern zu beobachten sind).

Lokale Kopplungseffekte

Die beiden wichtigsten unerwünschten Effekte, die EMV-Probleme verursachen, sind die induktive und kapazitive Kopplung von Signalen, die zu leitungsgebundenen und/oder letztlich abgestrahlten Emissionen führen. Die induktiv induzierte Spannung aus den Stromstufen wird als E = -L.di/dt quantifiziert. Moderne Wandler können Stromanstiegsraten von 1000A/µs erzeugen; daher können nur 10nH eine 10V-Spitze erzeugen. Diese Induktivität entspricht nur ein paar Millimetern Leiterbahn oder Verdrahtung.

In ähnlicher Weise wird der Strom durch die Streukapazität I = C.dV/dt induziert, und die Spannungsflankenraten können 50kV/µs betragen, was zu 500mA Verschiebungsstrom durch nur 10pF führt, was ein typischer Wert für die Isolationskapazität eines Transformators ist.

Dies bezieht sich auf die Strom- und Spannungsimpulse. Die konstanten RMS-Werte der Grundfrequenz und der niedrigen Oberwellen der Wellenformen sind viel kleiner und sind die Werte, die bei EMV-Emissionsbewertungen in der Spektrumanalyse registriert werden. Die RMS-Werte könnten aus der Fourier-Analyse der Schaltwellenformen und anschließend die Ströme und Spannungen bei diesen Frequenzen aus einfachen Impedanzberechnungen (z.B. E = 2πfL.i oder V = i/2πfC) gewonnen werden. Die Resonanzwandler machen die Berechnungen noch einfacher.

Nah- und Fernfeldeffekte

Es ist sehr schwierig, die Auswirkungen der Felder in kurzen Abständen von der Quelle zu quantifizieren. Wie wir bereits gesehen haben, induziert die Veränderung der elektrischen oder „E“-Felder über Streukapazitäten Verschiebungsströme in den Leitern, während die Veränderung der magnetischen oder „H“-Felder Spannungen in den Leitern induziert. Dies geschieht im „Nahfeld“, wo die Effekte in der Entfernung r von der Quelle proportional zu 1/r2 oder 1/r3 abnehmen. Weiter entfernt, im „Fernfeld“, verwandeln sich die Effekte in kombinierte elektromagnetische (EM) Strahlung, die mit 1/r abnimmt. Diese Schlussfolgerung ergibt sich aus der Annahme, dass die Strahlung omnidirektional ist. Die Grenze zwischen dem Nahfeld und dem Fernfeld hängt von den physikalischen Dimensionen der Quelle D und der Wellenlänge λ ab, obwohl sie angenähert werden kann:

Für die Abmessungen der Quelle < λ, r = λ/2π
Für die Abmessungen der Quelle > λ, r = 2D2/λ

Bei den typischen Grundschaltfrequenzen von Wandlern sind die Abmessungen der Quelle sicherlich kleiner als die Wellenlänge, und r liegt im Bereich von mehreren zehn Metern. Daher sind alle lokalen Effekte Nahfeldeffekte. Bei den hohen harmonischen Pegeln, etwa in der Größenordnung von GHz, liegt die Grenze im Millimeterbereich für Quellen in der Größenordnung von Millimetern. Die Normen für EM-Emissionen spiegeln dies wider. Die vorgeschriebenen Grenzwerte liegen in der Regel bei bis zu 1 GHz, gemessen in relativ kurzen, festen Abständen.

Die Rolle der galvanischen Kopplung

Unerwünschte Kopplung kann einfach galvanisch sein, wenn der Strom von einer Quelle in einer Verbindung fließt und entweder eine übermäßige Spannung abfällt oder sich mit anderen Strompfaden vermischt, um „Übersprechen“ zu erzeugen. Die Leiterbahnen auf der PCB sind oft ein Übeltäter und können einen erheblichen DC-Widerstand erzeugen: 35µm (1oz) dickes Kupfer mit einer Länge von 10mm und einer Breite von 1mm hat bei 25°C einen Widerstand von fast 5mΩ, der bei 85°C auf 6mΩ ansteigt. Der Spannungsabfall über diesem Widerstand durch den fließenden Strom addiert sich zu jedem anderen Strom oder Signalstrom, der durch dieselbe Verbindung fließt, und kann Störungen verursachen. Die Impedanz der Leiterbahnen gegenüber AC ist komplexer und hängt von der Nähe zu den benachbarten Leiterbahnen, Masseflächen und anderen Komponenten ab.

Wie Abbildung 4 zeigt, hat zum Beispiel eine Leiterbahn mit der Breite W und der Dicke t über einer Grundplatte oder einem einfachen Mikrostreifen mit dem Abstand H aus einem Material mit der relativen Dielektrizitätskonstante ε_r die folgende charakteristische Impedanz Z₀::

Z0 = (87/√[ε_r + 1.41]). ln(5.98H/[0.8W + t])Ohm

Für eine typische PCB gilt ε_r = 4, H = 0,76mm und T = 35μm; daher hat eine 1mm breite Kupferbahn eine charakteristische Impedanz, Z₀, von etwa 65Ω. Dieser Wert ist wichtig, da jede Abweichung zwischen diesem Wert und den Quell- und Senkenimpedanzen für den Hochfrequenzstrom in der Leiterbahn ein Klingeln an den Schaltflanken verursacht.

Auch Vias sind nicht perfekt

Die Durchkontaktierungen zwischen den Schichten können auch durch ihre parasitären Effekte charakterisiert werden. Wie Abbildung 5 zeigt, ist die Induktivität wie folgt, wenn der Außendurchmesser D und der Innendurchmesser d ist, ungefüllt und mit der Länge T:

L = 2T(ln(4T/d) + 1)nH

Inzwischen ist die Kapazität wie folgt:

C = 0.55 ε_rTD(D - d)pF


Für die typischen ungefüllten Vias sind diese Werte 1,2nH und 0,33pF. Außerdem beträgt der DC-Widerstand etwa 0,5mΩ, während der Wärmewiderstand etwa 100°C/Watt beträgt.

Manchmal ist es nicht möglich, die Ströme in den Leistungspfaden der Wandler ideal zu trennen. Wie Abbildung 6 zeigt, ist die klassische Buck-Topologie ein solches Beispiel, bei dem eine „sternförmige“ Verbindung für den gemeinsamen Erdungspunkt am besten ist, dessen Position jedoch aufgrund der mehreren Stromschleifen, die mit den Energiespeicher- und Freigabephasen der Schaltung in Betrieb sind, nicht optimal sein kann. Außerdem ist der beste gemeinsame Massepunkt für ein Rückkopplungssignal nicht unbedingt derselbe wie für den Strompfad.

Fazit

In diesem Artikel wurden einige der Designüberlegungen angesprochen, die notwendig sind, um geringe Wechselwirkungen zwischen den Komponenten und den Verbindungen in einem Wandler zu erreichen, was dazu beitragen kann, niedrige leitungsgebundene und abgestrahlte Emissionen sowie die Einhaltung der Normen zu erreichen. Außerdem wurden einige reale parasitäre Werte angegeben, um eine Vorstellung vom Ausmaß der Auswirkungen zu vermitteln. Das EMC Book of Knowledge [1], das kürzlich von dem Hersteller von Stromversorgungsprodukten RECOM veröffentlicht wurde, war die Hauptquelle für diesen Artikel.

Was das Batterieladegerät anbelangt, so zeigte sich bei einem Teardown, dass trotz des Metallgehäuses keine Sicherheits- oder EMI-Erdung vorhanden war, kein VDR, eine Stelle, an der ein „X“-Kondensator nicht angebracht war, und eine Drosselposition, die mit Gurten gesichert war. Vielleicht hatte der Konstrukteur die richtigen Ideen, um das Produkt durch die Qualifizierung zu bringen, aber die Kostenreduzierung hat die guten Absichten zunichte gemacht.

Referenzen

[1] EMC ‘Book of Knowledge’ RECOM https://recom-power.com/rec-n-new--emc-book-of-knowledge-266.html

Weiterführende Informationen

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