Low Standby-Stromverbrauchstechniken

Die Aufsichtsbehörden haben erkannt, dass die meisten Stromversorgungen die meiste Zeit unter lastfreien Standby-Bedingungen arbeiten, und haben deshalb Standards eingeführt für Lastverluste sowohl im Standby-Betrieb als auch für den Vollbetrieb . Dies liegt daran, dass Unterhaltungselektronik so weit verbreitet ist, dass in einem Durchschnittshaus inzwischen über 40 netzgespeiste Geräte sich befinden, die auch im Standby-Modus 5 % -10 % des gesamten Strombedarfs verbrauchen.

Die wichtigsten Energieeffizienzbestimmungen für Standby-Strom-Verbrauch (ohne Last) für externe Stromversorgungen sind:



Für externe Batterieladegeräte gelten strengere Grenzwerte (0,075 W bis 50 W, 0,15 W bis 250 W), da davon ausgegangen wird, dass sie angeschlossen bleiben und sich die meiste Zeit im Standby-Modus befinden. Interne eingebaute Netzteile haben eine lockerere Spezifikation (0,5 W im Standby, 1 W wenn es eine aktive Anzeige gibt), da davon ausgegangen wird, dass das Gerät ausgeschaltet oder vom Netz getrennt wird, wenn man es nicht benötigt.

Die Verluste in einem AC/DC-Wandler, die nicht lastabhängig sind, können in passive und aktive Elemente aufgeteilt werden:


Es gibt verschiedene Techniken, mit denen der Verbrauch bei Leerlauf- oder Kleinlastleistung reduziert werden kann.

Passive Verluste

HV Anfahrtrennung

Alle AC/DC-Regler benötigen eine Anlaufschaltung. Der gleichgerichtete Hochspannungs-DC-Bus wird über Hochwiderstandstropfwiderstände gespeist (normalerweise werden zwei oder mehr in Reihe geschaltet, um die Spannung über jeden Widerstand zu verteilen) und eine Zenerdiodenbegrenzer am V_cc-Eingang des Controller-IC. In der Regel wird der Betriebs- Strom V_cc dann beim Hochfahren des Reglers von einer Hilfswicklung versorgt (die auch als Rückkopplung für primärseitige Rückkopplungsanwendungen dienen kann). Daher muss die HV-Anlaufschaltung nur genügend Strom liefern, um das Oszillieren des Controller-ICs zu starten: Danach übernimmt die „Bootstrap“- Hilfswicklung die Betriebsstromversorgung (so genannt wegen des Bildes, sich selbst in die Luft zu ziehen an den eigenen Stiefelriemen oder Schnürsenkeln).

Abbildung 1 zeigt eine solche Anordnung. RHV1 und RHV2 sind die beiden Hochspannungswiderstände in Reihe geschaltet, um die Spannungsbelastung an jedem Widerstand zu verringern, und ZD1 ist die Spannungsbegrenzung der Zenerdiode (typischerweise um 15 V). Nach dem Start wird der Betriebsstrom zugeführt durch die durch D1 gleichgerichtete und durch C_Vcc geglättete Hilfswicklung. Um eine Überlastung der Zenerdiode zu verhindern, begrenzt ein Vorwiderstand R_supply den laufenden Strom auf ein sicheres Niveau.



Auch wenn der größte Teil des Betriebsstroms von der Hilfswicklung geliefert wird, fließt eine bedeutende Menge Strom durch die HV-Anlaufwiderstände nach dem Anlaufen (gleich der gleichgerichteten Gleichstrom Netzspannung: ZD1 geteilt durch R_HV1 + R_HV2). Dies stellt einen Verlust dar, der im Leerlauf erheblich wird. R_HV1 und R_HV2 können nicht reduziert werden, sonst erhält der Controller-IC entweder nicht genügend Strom für den Start, oder die Startzeit (Zeit, um C_Vcc vollständig aufzuladen) würde unannehmbar lang werden.

Eine Lösung besteht darin, die HC-Anlaufwiderstände sofort nach einem erfolgreichen Anlauf abzuklemmen, durch Hinzufügen der in Abbildung 2 blau dargestellten Komponenten:



Während des Hochfahrens wird die Basis von Q1 auf die Zenerspannung V_ZD1 geklemmt. Die Controllerspannungsversorgung Vcc ist einen Basis-Emitter-Abfall niedriger als diese. Sobald die Steuerung gestartet ist, erhöht die Hilfswicklung die Vcc-Spannung, bis sie auf V_ZD1 + Vf_D1 geklemmt wird oder einen Diodenabfall über der VZD1 Zenerspannung liegt. Diese Sperrvorspannung schaltet Q1 aus, das den Anlaufstrom lieferte über R_HV3. Der Versorgungsstrom für den Regler wird jetzt nur noch von der Hilfswicklung geliefert. Der Leerlauffehlerstrom ist jetzt nur der durch R_HV1 + R_HV2 fließende Vorstrom. Da dies jedoch gerade genug sein muss, um Q1 während des Startvorgangs einzuschalten, ist er viel niedriger als der vom Controller-IC benötigte Anlaufstrom. Ein großer Vorteil ist, dass R_HV3 jetzt verhältnismäßig flach hergestellt werden kann für einen hohen Anlaufstrom, um eine schnelle Einschaltzeit zu erzielen, ohne den HV-Dropper-Widerstandsverlust nach dem Start zu beeinflussen.

Das Schöne an dieser Schaltung ist, dass sie mit jeder analogen oder digitalen Topologie oder Steuerung funktioniert. Dies hat auch den Vorteil, dass, wenn die Netzeingangsspannung genügend lange einen Brown-Out oder Black-Out erleidet, damit der Konverter nicht mehr ausgeführt werden kann, er automatisch zurückgesetzt wird. Es gibt Controller-ICs, bei denen derartige Abschaltkreise integriert sind, ein externer Stromkreis ermöglicht jedoch feinere Schaltkreisanpassungen zwischen Standby-Stromverbrauch und Startzeit. Die Hauptnachteile sind, dass Q1 ein teurer Hochspannungstyp sein muss, und die Restverluste aufgrund des Zener Vorspannungsstrom durch R_HV1 und R_HV2.

HV-Hochlauf der Halbwelle

Eine Variation der obigen Schaltung besteht darin, den HV-Anlauf-Dropper-Widerstand durch getrennte Dioden zu versorgen anstelle des Ausgangs des Brückengleichrichters. Dadurch entstehen Kosten für die zusätzlichen Dioden, halbiert jedoch den Spannungsabfall über dem Dropper-Widerstand, da der AC-Eingang nur halbwellengleichgerichtet ist, statt gleichgerichtet zu werden. Der große Vorteil ist, dass der gleichgerichtete HV-Spannungsbereich zwischen High-Line-Spannung und Low-Line reduziert wird, so dass in vielen Fällen nur ein Dropper-Widerstand benötigt wird anstelle von zwei, sogar für einen Weitbereichseingang von 100-240 VAC. Der größte Nachteil ist, dass C_VCC groß genug gemacht werden muss, um den halbwellig gleichgerichteten Eingang an der niedrigen Eingangsspannung ausreichend zu glätten, was zu einer längeren Anlaufzeit führen kann.

Entlüftungswiderstandsverluste

Externe Stromversorgungen, die nicht fest verdrahtet sind⁴, erfordern eine Eingangsentladeschaltung, um den Benutzer vor einem Restenergieschock durch die freiliegenden Anschlüsse beim Einschalten zu schützen, wenn die Versorgung ausgesteckt wird. Voraussetzung ist, dass die im Eingangsfilter gespeicherte Spannung (hauptsächlich im X-Kondensator über der Versorgung) auf ein sicheres Niveau (weniger als 60 V) reduziert werden sollte innerhalb von 1 Sekunde nach dem Trennen (IEC-Entscheidung: CTL DSH 1080). Einfach einen Ableitwiderstand, Rdis, über den Eingang hinzufügen, würde diese Anforderung erfüllen (Abbildung 3), jedoch auf Kosten eines signifikanten Leerlaufstromverbrauchs.



Bei einer Netzspannung von 230 VAC/50 Hz würde ein geeigneter fester Entlüftungswiderstand zwischen 12 mW und 20 mW im Leerlauf verbrauchen, abhängig von der Größe des erforderlichen X-Kondensators (der Dropper-Widerstand verbraucht VAC²/R).

Alternativ sind mehrere automatische X-Kondensator-Entladungs-ICs mit geringer Leistung verfügbar; diese überwachen den Nulldurchgang des Eingangs und entladen dann den X-Kondensator, wenn das Netz nicht angeschlossen ist:



C_t bestimmt die Verzögerungszeit, bevor die Entladung ausgelöst wird, R1 und R2 begrenzen den Entladungsstrom und bieten zusätzlichen Überspannungsschutz für den IC. Solche ICs verbrauchen typischerweise nur 1 mW im Standby.

Rückkopplungsverluste

Ein sekundärseitiger Nebenschlussreglerkreis wird vom Ausgang gespeist. Wenn ein Optokoppler verwendet wird, muss der Strombegrenzungswiderstand des Serienreglers, RLED, hoch genug eingestellt werden, um die LED im Optokoppler mit genügend Strom zu versorgen, damit der Optotransistor über die gesamte Ausgangsspannung (einschließlich Welligkeit) und den Betriebstemperaturbereich funktioniert. Weil das aktuelle Versorgungsverhältnis bei extremen Temperaturen auf nur 50 % absinkt und ein angemessener Optokoppler Strom bei niedrigeren oder höheren Betriebstemperaturen Betrieb bei 20 °C bedeutet, muss der LED-Strom doppelt so hoch sein.



Praxistipp: Im Leerlauf bei Raumtemperatur bringt in der Regel den größten Leistungsverlust die Rückkopplungsschaltung, die 10-30 mW zum Gesamtstromverbrauch beitragen kann! Das kommt daher, dass ein Mindeststrom von 1 mA erforderlich ist, damit ein Shunt-Regler 431 die Regelung aufrechterhält, um seine interne Schaltung zu versorgen. Zum Ausgleich der Verschlechterung der Optokopplerleistung im Laufe der Zeit und wegen der Betriebstemperatur muss ein Minimum von 2 mA eingestellt werden. Für einen 12 V Ausgang trägt dieser Strom alleine 24 mW auf der Ausgangsseite oder fast 30 mW auf der Eingangsseite zu den Wirkungsgradverlusten bei.

Auf der Primärseite benötigt der Fototransistor einen Pull-up-Widerstand, Ropto, um einen korrekten Start zu gewährleisten. Dieser Widerstand darf nicht zu groß gewählt werden, da sonst die Rückkopplung instabil wird, oder der Optokopplerausgang unterschreitet die minimale Kompensationsspannung, die der Controllers akzeptieren kann (Vcomp, min). Viele Controller-ICs enthalten eine interne Konstantstromquelle für den Optokopplereingang, der keinen externen R_opto-Pull-up-Widerstand mehr benötigt und den Standby-Stromverbrauch reduziert. Gleichung 2 zeigt die Berechnung zur Bestimmung des größten akzeptablen R_LED Werts:



CTR_min ist das ungünstigste Stromübertragungsverhältnis des Optokopplers über den gesamten Betriebstemperaturbereich und unter Berücksichtigung der Alterung. Eine höhere CTR ermöglicht einen höheren RLED-Wert und geringeren Leerlaufstromverbrauch.
Eine alternative Lösung besteht darin, einen aktiven Rückkopplungsregler zu verwenden, der den minimalen Kathodenstrombedarf des Shuntreglers 431 vermeidet. Das folgende Beispiel zeigt eine gesteuerte Rückkopplungsschleife.



Der Ausgangsstrom wird direkt mit dem Stromnebenwiderstand R_shunt gemessen und dann verstärkt von IC1. IC2 fügt eine Frequenzkompensation hinzu und liefert den Antriebsstrom für die Optokoppler-LED. Der Vorteil dieser Schaltung ist, dass entweder Strom oder Spannung verwendet werden können für die Rückkopplungsregelung. Die macht eine Konstantspannungs- oder Konstantstromversorgung einfach zu implementieren. Außerdem kann die Verstärkung für die beste Optokopplerleistung optimiert werden.

Es gibt eine weitere Variante dieser Schaltung, bei der der Optokoppler-Operationsverstärker durch einen PWM-Generator ersetzt wird. Der PWM-Ausgang kann die Optokoppler-LED stärker ansteuern, denn solange das Mark/Space-Verhältnis unter 50 % liegt, ist der Durchschnittsstrom noch gering. Der Ausgang wird dann integriert durch C_comp, um das ursprüngliche Steuersignal wiederherzustellen.

Die Nachteile aktiver Rückkopplungsregler sind, dass sie geregelte Versorgungen und Referenzspannungen benötigen, die ebenfalls zu den Gesamtverlusten und den zusätzlichen Kosten beitragen. Für sehr niedrigen Standby-Stromverbrauch ist in der Regel eine primärseitige Regelung erforderlich, um die Verluste im Nebenschlussregler und Optokoppler zu beseitigen.

Aktive Verluste

Aktive Verluste zeichnen sich aus durch eine Abhängigkeit von der Schaltfrequenz. Jedes Mal, wenn der Transformator bestromt oder spannungsfrei ist, treten Verluste in den Schaltoder Klemmkreisen auf. Zur Vereinfachung der Analyse wird die häufi g verwendete QR-Flyback-Topologie angenommen.

Klemmverluste

Ein passiver Dämpfer dient dazu, die in der Streuinduktivität gespeicherte überschüssige Energie des Transformators bei jedem Ausschalten des Hauptschalters abzuleiten. Die in der in Abbildung 4 gezeigten Klemmschaltung verlorene Energie ist in Gleichung 5 angegeben, kann aber auch wie in Gleichung 3 umgeschrieben werden:



Dabei ist V_CL die Spannung über dem Klemmkondensator, f die Schaltfrequenz und t_on, D, ist die Einschaltzeit für die Diode. Die Klemmverluste können durch Verringern der Spannung über dem Klemmkondensator verringert werden (das ist nicht sehr hilfreich, da dies die Spannungsbeanspruchung des Schalttransistors erhöht), durch Verwendung einer schnelleren Schaltdiode, um die ton-Zeit zu reduzieren oder durch Reduzieren der Schaltfrequenz oder der Last.

Variable Schaltfrequenz

Unter Volllast läuft der Umrichter mit der Mindestschaltfrequenz, bestimmt von der Eingangsspannung und der minimalen Ausschaltzeit des Reglers. Weil die Last verringert wird, nimmt die Schaltfrequenz zu, weil I_peak abnimmt und die Ausschaltzeit zunimmt. Die freilaufende QR-Schaltfrequenz ergibt sich aus Gleichung 4, die in Abbildung 7 dargestellt ist:



Dabei ist V_DC die gleichgerichtete Versorgungsspannung, V_reflected gleich dem V_out x Windungsverhältnis, und C_oss ist die Schalttransistor-Drain-Source-Kapazität. Bei einer festen Eingangs- und Ausgangsspannung ist die Schaltfrequenz umgekehrt proportional zum primären Spitzenstrom, der ladungsabhängig ist.



Die umgekehrte Beziehung zwischen Schaltfrequenz und Last bedeutet, dass die Verlustleistung im Dämpfer von Volllast bis Leichtlast konstant bleibt. Das bedeutet, dass proportional dazu die Verluste im Dämpfer mit abnehmender Belastung bedeutsamer werden. Die Schaltverluste sind auch frequenzabhängig: Obwohl die Leitungsverluste mit Last abnehmen, nehmen die Schaltverluste mit abnehmender Last zu. Die Klemm- und Schaltverluste zusammengenommen, bedeuten, dass eine Stromversorgung, die bei Volllast sehr effi zient arbeitet, bei Lasten unter 50 % zunehmend ineffizient wird. Eine Lösung für dieses Problem besteht in der Einführung einer variablen Talumschaltung und eines Impulsüberspringens unter Leichtlastbedingungen.

Variable Talumschaltung

Bei geringer Last hat die Schaltfrequenz ihr Maximum erreicht. Jede weitere Lastreduzierung kann nur durch Umschalten vom CCM- oder CrCM-Modus auf den DCM-Modus ausgeglichen werden. Tatsächlich schaltet sich der Regler nach dem ersten Minimum (Tal) nicht wieder ein, sondern wartet auf das zweite, dritte, vierte usw. Tal, bevor der nächste Schaltzyklus eingeleitet wird (Abbildung 8). Die Schaltspannung steigt mit jedem weiteren Tal leicht an, aber die verlängerte Zykluszeit reduziert den Stromverbrauch und erreicht dadurch Nettoverluste beim Verbrauch.



Da der Transformator zu Beginn des ersten Tals vollständig stromlos ist, muss die Ausgangsspannung bis zum nächsten Zyklus vom Ausgangskondensator aufrechterhalten werden. Wenn die Anzahl der Täler zunimmt, wird es weniger wichtig (und viel schwieriger), das Minimum des nächsten Tals zu erkennen. Deshalb kann der nächste Zyklus ausgelöst werden, auch wenn die Spannung kein Minimum ist. Es wird wichtiger, die Ausgangsspannungsregelung aufrechtzuerhalten, als die Schaltverluste zu minimieren, indem nur genau im nächsten Tal geschaltet wird.

Im Leerlauf verbraucht selbst dieser verlangsamte Schaltzyklus mit mehreren Tälern Energie. Es gibt eine minimale Einschaltzeit, die von der Anstiegsgeschwindigkeit des FET-Treibers und der Gatekapazität festgelegt wird, so dass der Ausgangskondensator im Leerlauf überladen sein kann. Die Ausgangsspannung steigt an und kann nicht zurückgeregelt werden.

Impulssprung

Der Stromverbrauch im Leerlauf kann mithilfe einer Technik reduziert werden, die als „Impulssprung“ bezeichnet wird. Statt bei einem regulären Schaltzyklus erzeugt der Wandler einen kurzen Impulsstoß und läuft dann im Leerlauf weiter, um die Verlustleistung zu minimieren und die Ausgangsspannung unter der maximalen Grenze halten. Der kurze Burst lädt den Ausgangskondensator auf V_H auf, und dann fällt die Ausgangsspannung langsam ab, bis eine untere Schwelle V_L erreicht ist, woraufhin der Controller den nächsten Burst erzeugt. Die Leerlaufzeit ist entweder fest (der Konstrukteur muss die Größe des Ausgangskondensators wählen, um den Ausgang zwischen V_H und V_L zu halten) oder kann durch Ändern eines Kondensators mit Zeitschaltung oder durch Programmieren eines internen Registers variabel gemacht werden.



Durch das Überspringen von Impulsen kann der Stromverbrauch im Leerlauf auf unter 100 mW gesenkt werden. Der Nachteil der Impulssprung-Technik sind eine hohe Ausgangswelligkeit und die Schwierigkeit des Filterns der Bursts bei Hochfrequenzbetrieb sowohl am Haupteingang als auch am Regler-Versorgungskreis der Hilfswicklungen.

Praktischer Tipp: Verwenden Sie nur einen TVS-Dämpfer mit Impulssprung-Controllern. Ein Klemmkondensator würde sich zwischen den Bursts vollständig entladen, so dass die Magnetisierungsenergie im Transformator zuerst in den Klemmkondensator umgeleitet werden würde, bevor sie in den Ausgang übertragen wird. Bei den ersten Schaltzyklen in den Bursts wäre die Klemmverlustleistung überproportional hoch im Vergleich zu einer TVS-Überspannungsschutzklemme mit niedriger Kapazität. Zusätzlich beeinfl usst der ESR des Ausgangskondensators die Verluste im Burst-Modus. Die erhöhte Wellenspannung wird am besten angepasst durch einen niedrigen ESR-Elektrolyten oder durch zwei parallel verdrahtete Elektrolyten, um den gesamten ESR zu reduzieren.

Synchrone Gleichrichtung

Der Durchlassspannungsabfall an den sekundärseitigen Gleichrichterdioden erzeugt eine erhebliche Verlustleistung, insbesondere bei höherer Leistung mit niedrigeren Ausgangsspannungen. Wenn eine typische Siliziumgleichrichtungsdiode eine Vf von 600 mV hat, verbraucht bei einem 3,3 V Ausgang die Gleichrichterdiode 18 % der verfügbaren Ausgangsleistung. Das Ersetzen des Ausgangsgleichrichters durch einen Synchrongleichrichter (SR) mit MOSFETs reduziert die Verlustleistung auf ungefähr I_out² x R_{DS, ON} (es gibt einige zusätzliche MOSFET-Verluste in Verbindung mit Leitungsverlusten der Body-Diode, Verlustleistung der Gate-Ansteuerung und Ausgangskapazitätsverluste, aber diese Verluste sind im Vergleich zur Ausgangsstromdissipation gering).

Bei einem typischen Leistungs-MOSFET mit 2 Milliohm R_DS und EIN-Widerstand beträgt die Verlustleistung nur 20 μW für einen Laststrom von 100 mA, im Vergleich zu 60 mW für das Silizium-Diodenäquivalent. Also auch bei niedrigen Ausgangsströmen kann SR eine nützliche Technik sein, um den Stromverbrauch bei geringer Last zu reduzieren.

Wenn die Ausgangsspannung der Sekundärwicklung hoch genug ist und die CCM- oder CrCM-Modi verwendet werden, können die MOSFETs selbst angesteuert werden. Für niedrige Ausgangsspannungen oder DCM werden die MOSFETs nicht vollständig eingeschaltet für einen großen Teil der Schaltwellenform, und die Body-Dioden beginnen, zu viel Leistung zu verschwenden. Abbildung 10 zeigt eine typische querverbundene, selbstgesteuerte SRSchaltung.



Das Problem niedriger Gate-Source-Spannungen kann durch Hinzufügen einer sekundären Hilfswicklung zur Ansteuerung der MOSFETs gelöst werden, wie in Abbildung 11.



Alternativ kann eine sekundärseitige SR-Steuerung verwendet werden, um die Ausgangs-MOSFETs anzusteuern. Das Synchronisationssignale können durch Überwachen der Spannung über dem MOSFET erzeugt werden, oder genauer gesagt, von der primärseitigen Steuerung erzeugt und unter Verwendung digitaler Isolatoren übertragen werden über die Trennbarriere, um die Ausgangsgleichrichtung mit dem Regler der Primärschaltung zu synchronisieren. Die Verwendung eines SR-Controllers ermöglicht auch eine präzise Steuerung des Timings und der Totzeiten, einschließlich eines Niedriglastmodus mit reduzierten Austastzeiten.



Ausgangslasterkennung (Nullleistung)

Wenn ein AC/DC-Netzteil im Leerlauf 5 mW oder weniger verbraucht, sagt man, es hat null Standby-Leistung. Dies ist äußerst schwierig, zu erreichen, weil die primärseitige Regulierung unzuverlässig wird, da der Ausgang nicht vorgeladen werden kann, um die Ausgangsspannung unter Kontrolle zu halten, und der Stromverbrauch eines sekundärseitigen. Nebenschlussreglers schnell 5 mW übersteigt. Wenn der PSR Regler eine minimale Schaltfrequenzbegrenzung hat, kann die Ersatzlast durch eine Zenerdiode ersetzt werden, um die Ausgangsspannung nur dann zu klemmen, wenn sie zu hoch ansteigt. Allerdings muss die Ausgangsspannungstoleranz sehr groß sein, damit die Zener während des normalen Betriebs keine Energie verschwendet.

Ein stromloser Betrieb ist jedoch möglich durch die Verwendung eines intelligenten sekundären Nachlaufreglers, gepaart mit einem intelligenten primärseitigen Controller (Abbildung 13). Der primärseitige Controller-IC enthält eine eingebaute Anlaufschaltung mit Abschaltfunktion, die direkt angesteuert werden kann vom gleichgerichteten AC-Eingang. Die Hilfswicklung dient zur nachträglichen Speisung des IC und Bereitstellung des Signals für die primärseitige Regelung (PSR). Der Überstromschutz wird bereitgestellt durch Erkennen der Spannung über einem Shunt-Widerstand, der mit dem MOSFET in Reihe geschaltet ist. Deshalb wird während des Normalbetriebs die Ausgangsspannung innerhalb des üblichen Regelbereichs gehalten, wie bei jedem anderen integrierten Flyback-Controller.

Die Differenz ergibt sich, wenn die Ausgangslast auf null fällt (Abbildung 13).



Im Leerlauf wechselt der Controller in den Tiefschlafmodus und schaltet den Hauptschalter komplett aus. Der Stromverbrauch des Controller-ICs ist jetzt minimal, und die Ausgangsspannung wird nur vom Ausgangskondensator C_out geliefert.

Wenn die Ausgangsspannung unter einen bestimmten Grenzwert abfällt, gibt der sekundärseitige Wake-Controller einen kurzen Impulsstoß über die Sekundärwicklung ab, der primärseitig bemerkt wird, um den PWM-Controller „aufzuwecken“ und den normalen Betrieb einzuleiten. Der durchschnittliche Stromverbrauch dieser kurzen Aktivitätsperioden, die mit langen Ruheperioden durchsetzt sind, liegt unter 5 mW.

Standby-Stromverbrauch messen

Es ist nicht einfach, den Stromverbrauch eines AC/DC-Wandlers im Standby-Modus ohne die Verwendung eines Leistungsanalysators zu messen. Speziell für Designs mit sehr niedrigem Standby-Verbrauch (< 100 mW) sind teure High-End-Leistungsanalysatoren erforderlich. Dafür gibt es vier Gründe:

Hohe Abtastrate: Eine hohe Abtastrate ist erforderlich, um die kurzen Hochfrequenz-Burst-Signale zu erfassen. Es reicht nicht aus, nur den Spitzen-Eingangsstrom zu erfassen; die Wellenform muss auch gemessen und analysiert werden. Eine Abtastrate von 20 MHz ist erforderlich, um einen Kurzschluss genau zu messen, dessen Spitzenstrom nur wenige Millisekunden dauert.

Hohe Empfindlichkeit: Der maximale Eingangsstrom eines Low-Standby-Stromrichters darf nur 100-200 μA betragen. Um eine akzeptable Messgenauigkeit zu erzielen, ist eine Stromauflösung von 1-2 μA erforderlich. Die Spannungsaufl ösung ist nicht so kritisch (eine Aufl ösung von ungefähr 1 V ist akzeptabel), aber Vorsicht ist geboten bei der Umrechnung in echte Effektivwerte.

Keine automatische Bereichswahl: Da die meiste Zeit das Netzteil nur sehr wenig Strom verbraucht, wählt die Auto-Ranging-Funktion automatisch den höchstmöglichen Auflösungsbereich aus. Wenn ein plötzliches Burst-Signal auftritt, reagiert der Auto-Ranging-Schaltkreis möglicherweise nicht schnell genug. Deshalb muss die Auto-Ranging-Funktion deaktiviert sein.

Großer Speicher: Aufgrund der hohen Abtastrate und der sehr langen Mittelungszeit (mindestens 500 Netzzyklen) wird ein Analysator mit einem sehr großen Speicher benötigt. Auch bei einem High-End-Power-Analyzer ab 30.000 Euro kann der Stromverbrauch im Leerlauf nur mit einer zuverlässigen Genauigkeit von ungefähr ±2 % gemessen werden.

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4, Hinweis: Eingebaute Netzteile oder Netzteile, die permanent an die Netzversorgung angeschlossen sind, benötigen diese Schutzschaltung nicht.