Rückkopplung

Nachstehend wird die allgemeine Anordnung für ein System mit geschlossenem Regelkreis gezeigt:



Es gibt zwei Gain Blocks: G stellt die Leistungsverstärkung dar und H die Rückkopplungsverstärkung. Der Summierpunkt hat einen nicht invertierenden Referenzspannungseingang und einen invertierenden Eingang für das Rückkopplungssignal (Gegenkopplung). Das Suffix (S) gibt an, dass diese beiden Gain Blocks sich in der S-Domäne befinden, d. h. sie haben sowohl Gleichstrom- als auch Wechselstromkomponenten. Die AC-Komponente bedeutet, dass sich sowohl die Verstärkung mit der Frequenz ändert als auch dass die Unterschiede in der Frequenzabhängigkeit eine Phasenverschiebung in der Rückkopplung verursachen.

Im Falle einer Stromversorgung ist der Systemeingang die Versorgungsspannung und der Systemausgang die Ausgangsspannung, aber die Rückkopplung kann entweder strom- oder spannungsbasiert sein.



Dabei ist die Verstärkung im offenen Regelkreis GOL (S):



Die einfachste Implementierung eines solchen Stromversorgungssystems mit geschlossenem Regelkreis ist ein Rückkopplungsnetzwerk vom Typ 1 mit Operationsverstärkern (abgekürzt: op-amps).

Stabilität der Messschleife

Der Grad der Unempfindlichkeit gegen Instabilität kann durch Ausführen eines Bode-Plot-Tests ermittelt werden; dabei werden kleine Störungen in das Rückkopplungssystem eingespeist und die Reaktion gemessen. Das kann unter Verwendung von Spezialgeräten durchgeführt oder getestet werden unter Verwendung von Standardlaborgeräten und einem Audio-Transformator:



Praxistipp: In der Praxis beeinflussen die Wahl des Audiotransformators, des Nebenschlusswiderstands und die Art des Anschlusses der Testleitungen die Messungen erheblich. Sie erzielen genauere Ergebnisse mit einem handelsüblichen Frequenzanalysator mit angepasster Injektionsisolationstransformatoren, als wenn Sie versuchen, Ihre eigenen herzustellen.

Die Phasenreserve ist die Gradzahl der Phasenverschiebungen, wenn die Verstärkung null ist. Die Amplitudenreserve ist der Grad der Verstärkung in Dezibel, wenn die Phasenverschiebung null beträgt. Die Kombination dieser beiden bestimmt die Schleifenstabilität.

Die Kompensation ist ausreichend, wenn die Phasenreserve 45° oder mehr beträgt und die Amplitudenreserve bei mindestens -6 dB liegt (vorzugsweise dichter an -10 dB). Die Reserven müssen unter allen Betriebsbedingungen überprüft werden Bedingungsextreme (max Vin, min Vin, min Last*, max Last, min Temperatur, max Temperatur), um einen stabilen Betrieb zu gewährleisten.

*HINWEIS: Schleifenstabilitätsmessungen können nur auf einem ständig laufenden System durchgeführt werden. Wenn der AC/DC-Controller bei geringer Last in den Puls-Überspring-Modus wechselt, können keine ordnungsgemäßen Messungen durchgeführt werden.

Der Einspeisepunkt in der Schleife ist optimal, wenn die Impedanz auf einer Seite des Einspritzpunkts viel höher ist als auf der anderen Seite, beispielsweise zwischen der niederohmigen Endstufe und dem hochohmigen Widerstandsteiler zum Rückkopplungskomparator (wie unten in Abbildung 4 gezeigt). Theoretisch wäre es auch möglich, das Signal zwischen Komparatorausgang und PWM-Controller-Eingang einzuspeisen, aber in vielen Controller-ICs ist dieser Punkt im Innern des IC und nicht zugänglich.



Für Hochspannungsausgänge, wie etwa eine PFC-Stufe, ist jedoch der in Abbildung 4 dargestellte Einspeisungspunkt nicht ideal. Dies liegt daran, dass das Störungssignal durch den Hochwiderstandsspannungsteiler so gedämpft wird, dass die Messungen unzuverlässig werden. In dieser Situation kann mit einem zusätzlichen Buffer-Op-Amp das Signal erfolgreich eingespeist werden. Der Operationsverstärker ist Einheitsgewinn, wirkt sich also nicht auf die Messwerte aus, solange die Bandbreite hoch genug ist.



Wenn das eingespeiste Störsignal zu schwach ist, werden die Messungen bei niedrigen Frequenzen zunehmend ungenau, da das Signal-Rausch-Verhältnis zu niedrig ist. Wenn das eingespeiste Signal zu stark ist, werden die Messungen bei höheren Frequenzen unregelmäßig, da die Störungen die internen Rückkopplungsspannungspegel außer Kraft setzen.











Eine andere Möglichkeit, die gleichen Verstärkungs- und Phaseninformationen zu visualisieren, ist die Verwendung eines Nyquist-Diagramms. Die meisten professionellen Frequenzanalysatoren können die Messungen entweder als Bode-Plot ausgeben oder als Nyquist-Diagramm. Der Vorteil eines Nyquist-Diagramms ist, dass nicht nur die Verstärkungs- und Phasenränder bestimmt werden können, sondern auch die Stabilitätsränder, die bei der Frequenz auftreten, bei der die Kurve dem (-1,0) Punkt am nächsten liegt (siehe Abbildung 9).

Der Faktor -1 berücksichtigt die in der Gegenkopplung implizite Phasenänderung von -180°. Das Nyquist-Diagramm kann auch entlang der imaginären Achse reflektiert werden, um den Instabilitätspunkt bei (1,0) für die gesamte Rückkopplungsschleife anzuzeigen.



Die Phasenreserve ist der Winkel zwischen dem Plot und der realen Achse, wo sie den -1,0-Kreis schneidet. Die Amplitudenreserve ist der Abstand zwischen der grafischen Darstellung und dem 1,0 Punkt entlang der realen Achse gemessen.

Die Stabilitätsspanne ist die Trennung zwischen der grafischen Darstellung und dem -1,0-Punkt, am Punkt größter Annäherung gemessen.

Berechnung der Rückkopplungsschleifenkompensation vom Typ 1

Abhängig von der Art der Kompensation, die in der Rückkopplungsschleife verwendet wird, ist es auch möglich, die Stabilität durch Berechnung zu bestimmen.
Im Folgenden ist ein Typ 1-Rückkopplungskreis für beide Spannungen dargestellt, sowohl in der Variante mit der Spannung (Ausgangsspannung durch Eingangsspannung gesteuert) als auch mit der Transkonduktanz (Ausgangsstrom durch Eingangsspannung gesteuert):



Wenn zum Beispiel die gewünschte Ausgangsspannung 5,0 Volt und die Referenzspannung 2,5 Volt betragen, wird der Widerstand R1 an R2 angeglichen, so dass die Ausgangsspannung durch zwei geteilt wird.

Diese Schaltkreise sind Integratoren: Plötzliche Änderungen des Eingangssignals werden in ein langsamer ansteigendes Ausgangssignal umgewandelt, das dem Netzteil eine gewisse Sicherheit gegen Oszillation verleiht durch Überkorrektur bei Änderungen der Last oder der Eingangsspannung. Die Ausgangsanstiegsrate ist nur von R1 und C1 abhängig, R2 spielt keine Rolle im Integrationskoeffizienten. Die Verstärkungs-/Phasenantwort für ein Typ 1-Rückkopplungssystem ist nachstehend gezeigt:
The gain/phase response for a type 1 feedback system is shown below:



Der Punkt, an dem die Verstärkung = 1 ist, ist der Nullpunkt des Systems.

Für Spannungsrückkopplung:



Für Transkonduktanz-Rückkopplung lautet die Übertragungsfunktion (im S-Format geschrieben):



Praktischer Tipp:Die Auswahl der im Teilernetzwerk verwendeten Widerstandswerte ist unwichtig für den Transkonduktanzkreis, da nur das Verhältnis die Verstärkung beeinflusst. Die Schaltung hätte den gleichen Frequenzgang, wenn für R1 und R2 zum Beispiel entweder zwei 10 k-Widerstände oder zwei 100 k-Widerstände verwendet würden. In der Version mit Spannungsrückführung erscheint R1 jedoch in der Frequenzgleichung, R2 aber nicht. Wenn Sie R1 von 10 k auf 100 k ändern, ändert sich das Gain-Diagramm. Wenn die Ausgangsspannung bei Verwendung einer Spannungsrückkopplung reduziert werden muss, sollte deshalb nur R2 variabel verwendet werden und R1 fest.

Die Steigung der Verstärkung beträgt -20 dB pro Dekade, definiert durch die klassische Aufleitungsfunktion von R1 und C1. Wenn der OP-Amp eine ideale lineare Reaktionszeit auf kleine Signaländerungen hat, dann sind sowohl die Verstärkungssteigung als auch die Phasenverschiebung über der Frequenz konstant. Dies kann zu einem Problem werden bei sich wiederholenden oder plötzlichen Sprungänderungen der Last oder der Versorgungsspannung. Bei höheren Frequenzen als dem Systemnullpunkt bemüht sich das Netzteil, die Regelung zu behalten, da die Phasen- und Amplitudenreserven zu niedrig sind.

Rückkopplungsschleifenkompensation vom Typ 2

Eine Lösung für das Problem der geringen Phasen- und Amplitudenreserven besteht darin, diese selektiv auf höhere Frequenzen zu erhöhen. Die Typ 2-Rückkopplungsschaltung sowie die Verstärkungs- und Phasenfrequenzantworten werden unten gezeigt:



Wie aus den Frequenzdiagrammen in Abbildung 11.13 hervorgeht, haben die zusätzlichen C2- und R3-Komponenten sowohl einen Gain Boost als auch einen Phase Boost bei höheren Frequenzen hinzugefügt. Der Phase Boost ist begrenzt auf 90°, d. h. die maximale Gesamtphasenverschiebung beträgt 180°. Der Höhepunkt der Phasenverstärkungsreaktion liegt auf halber Strecke zwischen der Null- und der Polfrequenz.



Die neuen Beziehungen lauten (unter der Annahme, dass C2 viel größer als C1 ist):

Spannungsrückmeldung vom Typ 2:



Transkonduktanz-Rückkopplungsübertragungsfunktion vom Typ 2 (im S-Format geschrieben)



Diese Gleichung kombiniert die drei Hauptfaktoren der Gleichstromverstärkung, der Null und der Polbedingungen, die sich einzeln aus folgenden Zusammenhängen ableiten lassen:





Die Verstärkung bei der Übergangsfrequenz beträgt:



Rückkopplungsschleifenkompensation vom Typ 3

In einigen Stromversorgungsschaltungen mit schnellem Einschwingverhalten sind sogar die durch die Typ-2-Kompensation erzeugten zusätzlichen Phase und Gain Boosts möglicherweise nicht ausreichend. Dies gilt insbesondere für CCM-Leistungsstufen, die bei Überschreitung der Resonanzfrequenz einen großen Phasenhub aufweisen.

Kompensatoren vom Typ 3 schalten eine zusätzliche „Beschleunigungsschaltung“ über den Eingangsspannungspotential-Teiler:





Wie aus den Frequenzdiagrammen hervorgeht, haben die zusätzlichen C4- und R4-Komponenten mehr Gain Boost und Phase Boost bei höheren Frequenzen hinzugefügt. Der Phase Boost beträgt jetzt mehr als 90°. Dies bedeutet, dass die maximale Gesamtphasenverschiebung 225° beträgt. Die neuen Verhältnisse für Typ 3 Spannungsrückkopplungen sind (vorausgesetzt, C2 ist viel größer als C1 und R1 ist viel größer als R4):



Transkonduktanz-Rückkopplungsübertragungsfunktion vom Typ 3 (im S-Format geschrieben)



Diese Gleichung kombiniert die fünf Hauptfaktoren der DC-Verstärkung und die vier Nullbedingungen und den Pol, die sich einzeln aus folgenden Zusammenhängen ableiten lassen:





Die Verstärkung bei der Übergangsfrequenz beträgt dann:



Kompensation der Optokoppler-Rückkopplungsschleife

In der Praxis erfordern die meisten AC/DC-Netzteile eine Isolation der Ein- und Ausgänge. Der Rückkopplungspfad ist nicht mehr direkt, sondern läuft über einen Optokoppler, der auch einen frequenzabhängigen Frequenzgang aufweist. Die gebräuchlichste Optokopplerschaltung verwendet den Shunt-Regler 431 zur Steuerung des LED-Stroms des Optokopplers. Der 431 ist ein sehr vielseitiger IC, der wie eine abstimmbare Zenerdiode funktioniert. Eine typische Schaltung ist unten gezeigt:



In dieser Schaltung defi nieren R1x und R2x die Schwellenspannung des Nebenschlussreglers (IC1) (und daher des Regulierungspunktes der Ausgangsspannung); R_LED ist der aktuelle Begrenzungswiderstand für die Optokoppler-LED, und Cx wird verwendet, um die Wechselstromantwort des 431 IC zu defi nieren. Auf der Primärseite umgeht der Fototransistor R1, gefiltert durch die Komponenten R_opto und C_opto.

Steigt die Ausgangsspannung zu hoch an, leitet IC1 mehr Strom, und die LED leuchtet heller, wodurch der Fototransistor mehr Strom überbrückt und die Verbindungsstelle von R1 und R2 näher an Vcc heranzieht. Dabei wird die Ausgangsspannung heruntergeregelt. Fällt die Ausgangsspannung, nimmt der Optokoppler-LED-Strom ab, der R1-Bypass-Strom ebenfalls. Dadurch sinkt die Übergangsspannung von R1 und R2, wodurch der Operationsverstärker gezwungen wird, seine Ausgangsansteuerung zu erhöhen, um dies zu kompensieren. Die Rückführung ist somit ein geschlossener Regelkreis, obwohl der Ausgang galvanisch getrennt ist von der Eingabe.



Der Over-and-Under-Typ (Abbildung 17a) weist typischerweise eine transparente, hohe dielektrische Folie auf zwischen Sender und Empfänger zur Verbesserung der Isolationsspannung. Der interne Totalreflexionstyp (Abbildung 17b) hat eine kompliziertere Konstruktionsmethode, benötigt aber keine Trennfolie und hat eine geringere Koppelkapazität, da Eingang und Ausgabeebenen seitlich eingeschaltet sind.

Das Hinzufügen dieser zusätzlichen aktiven Komponenten wirkt sich offensichtlich auf die Verstärkung und den Phasenfrequenzgang der Rückkopplungsschleife aus. Nehmen wir den einfachsten Komparator vom Typ 1, fügt der Optokoppler einen zusätzlichen Pol hinzu und ändert das Diagramm für den flachen Phasengang so, dass es sich einer Typ-2-Rückkopplungsschleife ähnlicher verhält:



Praxistipp: Die Verstärkung des Optokopplers (das aktuelle Übertragungsverhältnis, CTR) ist sowohl alters- als auch temperaturabhängig, was die Berechnung der Toleranzen schwierig macht. Der Wert wird nach dem CTR-Datenblatt normalerweise mit 25 °C angegeben, steigt jedoch an, wenn die Temperatur sinkt, und sinkt, wenn die Temperatur steigt. Bei einer Umgebungstemperatur von 100 °C liegt die CTR bei etwa 70 % des Datenblattwerts. value.

Das Hauptproblem besteht darin, dass der Optokoppler typischerweise sehr nahe am Leistungstransformator positioniert ist, da sie beide über den Isolationsspalt gelegt werden. Der Transformator kann sehr heiß laufen unter Volllastbedingungen, und die Wärmeabstrahlung kann leicht dazu führen, dass die CTR zu niedrig wird für eine ordnungsgemäße Regelung. Der Optokoppler-Ausgangsstrom kann erhöht werden durch Erhöhen des LED-Stroms, aber dann kann der Stromverbrauch ohne Last erheblich werden. Auch die Alterung der Optokoppler ist sehr abhängig vom LED-Ansteuerstrom. Erhöht man den LED-Strom von, z. B., 5 mA auf 15 mA, verringert sich die effektive Lebensdauer (der Punkt, an dem die CTR auf 50 % ihres Nennwerts abfällt) von ca. 400 k Stunden auf 150 k Stunden. Damit beeinflussen die Position des Optokopplers an der Platine und ihre Umgebungstemperatur die optimalen Widerstandswerte, die ausgewählt werden müssen!

Sekundärseitige Rückkopplungskompensation

Es ist auch möglich, zusätzliche Komponenten hinzuzufügen, um sekundärseitig Mängel im Gain oder Boost zu kompensieren. Eine häufige Änderung ist das Hinzufügen von R_comp- und C_comp-Komponenten, um die durch den ESR des Ausgangskondensators verursachte unerwünschte Null zu beseitigen:



Eine andere nützliche sekundärseitige Kompensationstechnik ist das Hinzufügen von HF-Bypass-Komponenten über den LED-Strombegrenzungswiderstand, um die Nutzbandbreite des Optokopplers zu erhöhen (die Reaktionszeit ist abhängig vom LED-Strom) und um sicherzustellen, dass ein Mindeststrom immer durch den Shunt-Regler fließt.



Die Verstärkungs-/Phasenkennlinie eines Netzteils besteht aus mehreren, sich überlagernden Komponenten, verursacht durch das Einwirken der Leistungsstufe, des Kompensationsnetzes und anderer Schleifenelemente der Steuerung. Es ist möglich, alle betroffenen Bedingungen zu berechnen und die Stabilität unter allen Betriebsbedingungen durch Planung zu gewährleisten, eine Bestätigung durch reale Messungen ist jedoch erforderlich, um zu gewährleisten, dass Bauteiltoleranzen und Temperatureinflüsse die Stromversorgung nicht dahingehend beeinträchtigen, dass Instabilität auftreten kann.

Magnetische Rückkopplung

Wie bereits erwähnt, variiert die CTR eines Optokopplers mit der Temperatur und nimmt mit dem Alter ab. Sie verschlechtert sich auch, wenn sie Strahlung in Form eines Neutronenbeschusses oder Gammastrahlen ausgesetzt wird. Die Strahlung schädigt die empfindliche Photo Junction im Empfangstransistor dauerhaft, reduziert die Wirksamkeit der LED und schließlich die CTR bis nahe null herunter. Dies macht eine Optokoppler-Rückkopplung für Anwendungen der Verteidigung, im Weltraum oder in großen Höhen wenig wünschenswert.
Eine Alternative zu optisch gekoppelten Isolatoren ist die Verwendung magnetischer Rückkopplung. Ein separater Transformator kann verwendet werden, um die Rückkopplungsschleife zu schließen, während die Isolation intakt bleibt. Es gibt einige Möglichkeiten hierzu:

Sekundärseitig betriebener PWM-Rückführungstransformator

Ein sekundärseitig angetriebener PWM-Oszillator treibt einen Kleinsignalwandler mit einem PWM-Signal an, das proportional ist zur Ausgangsspannung. Die Ausgangswicklung auf der Primärseite wird gleichgerichtet und geglättet, um eine Steuerspannung für den Hauptschaltoszillator zu liefern:



Es muss darauf geachtet werden, dass der Stromkreis als Rückkopplungsregelung korrekt anläuft. Der Transformator wird von der Ausgangsspannung gespeist. Daher wird hier die gleiche Schaltung gezeigt, wie sie beim vorherigen Optokoppler-Feedback-Design verwendet wird. R1 und R2 setzen die maximal zulässige Ausgangsspannung, die dann nur noch durch die Rückkopplung vom PWM-Oszillator geregelt werden kann. Der PWM-Oszillator muss mit einer Frequenz laufen, die ausreicht, um eine schnelle Reaktion auf Laständerungen zu gewährleisten und um die Welligkeit akzeptabel zu halten, ohne Cmag zu groß zu machen.

Ein guter Ausgangspunkt wäre das Zehn- bis Zwanzigfache der Hauptoszillatorfrequenz. Der Vorteil dieses Designs besteht darin, dass es mit jeder Topologie mit nur einer Ausgabe funktioniert, Vorwärts, Flyback oder Resonanz. Die Nachteile sind, dass die Antwortzeit relativ niedrig ist (daher ist es nicht für dynamische Lasten geeignet) und dass die Ausgangsspannung immer auf den maximalen Spitzenwert beim Einschalten steigt, es sei denn, eine Softstart-Schaltung wird verwendet.

Direkte magnetische Rückmeldung

Vorwärtswandler sind auf eine Ausgangsinduktivität angewiesen, um Energie zu speichern und die Ausgangsspannung während des Transformatorresets aufrechtzuerhalten. Der Strom in der Ausgangsinduktivität bewegt sich kontinuierlich auf und ab, daher kann der Induktor als Primärwicklung eines Rückkoppeltransformators ohne jede zusätzliche Schaltung auf der Sekundärseite verwendet werden. Dies löst eines der Hauptprobleme aller sekundären Rückführkreise: nämlich, wie man die notwendigen Rückführkomponenten zuverlässig auf der sekundären Seite betreibt. Wenn die Stromversorgung mit einem Kurzschluss oder einer Überlastung des Ausgangs gestartet wird, kann es sehr schwierig werden, die Ausgangsregelung zu steuern, da die Ausgangsspannung nicht vollständig ansteigen kann.

Bei direkter magnetischer Rückkopplung wird die an der primärseitigen Wicklung des Rückkopplungstransformators induzierte Spannung unmittelbar nach dem Ausschalten des Hauptschalters durch ein Sample-and-Hold-Verfahren abgetastet und dann gepuffert, um den Hauptoszillator zu steuern:



Der Vorteil dieser Schaltung ist die Einfachheit der Implementierung auf der Sekundärseite und deren Genauigkeit, da das Sample-and-Hold-Fenster so eingestellt werden kann, dass Schalttransienten ignoriert werden und um die induzierte Ausgangsspannung nur dann abzutasten, wenn sie stabil ist. Sie funktioniert auch gut mit mehreren Ausgängen, die einen gemeinsamen Ausgangsmagnetkern haben (Abbildung 23). Das induzierte Rückkopplungssignal ist dann die Summe der Ausgangsspannungen.

Der Nachteil der direkten Abtastung liegt in der Schwierigkeit, eine ordnungsgemäße Regelung unter Nulllastbedingungen aufrechtzuerhalten. Ohne Ausgangslast wird die Einschaltzeit des Netzschalters sehr kurz und das Abtastfenster noch kürzer. Es kann fast unmöglich werden, eine genaue Rückkopplungsspannung zu erhalten, um die ordnungsgemäße Regulierung zu gewährleisten. Daher sollte die direkte magnetische Rückkopplung nur verwendet werden mit Netzteilen mit einer Mindestlastangabe.



Primärseitig angetriebene magnetische Rückkopplung

Eine weitere Methode zur Implementierung magnetischer Rückkopplung muss noch erwähnt werden: der primärseitig angetriebene Signaltransformator. Diese Technik kombiniert die beiden vorherigen Beispiele: einen PWM-gesteuerten 1: 1-Transformator mit fester Betriebsfrequenz und eine einfache Sample-and-Hold-Schaltung, um den entsprechenden Messpunkt im Zyklus zu ermitteln. Ihr Hauptvorteil ist, dass der sekundärseitige Rückkopplungskreis separat von der Hauptleistungsstufe gespeist wird; damit funktioniert er richtig, auch wenn der Ausgang ausgeschaltet ist. Das Schema ist in Abbildung 24 dargestellt:



Die Topologie ist im Wesentlichen ein Flyback. Wenn das PWM-Signal hoch ist, fließt Strom durch die Primärwicklung, und der Transformatorkern wird magnetisiert. Aufgrund der umgekehrten Ausgangswicklung fließt kein Strom durch den Shunt-Regler, da die negative Ausgangsspannung gesperrt wird von der Diode D1. Wenn das PWM-Signal niedrig ist, wird die Ausgangsspannung positiv, da das Magnetfeld im Inneren des Kerns zusammenbricht, wird aber jetzt vom Shunt-Regler auf eine Spannung geklemmt, die bestimmt wird von der Ausgangsspannung V_out.

Die reflektierte Spannung auf der Primärseite ist die gleiche wie auf der Sekundärseite, abzüglich des Diodenabfalls, aber mit umgekehrter Polarität. Die negative Primärspannung kann mit dem einfachen Spitzendetektor abgetastet werden, der aus D_S/H und C_S/H gebildet und dann invertiert oder als negative Referenzspannung verwendet wird, um die Rückkopplung der Hauptleistungsstufe zu modulieren.



Eine praktische Schaltung ist in Abbildung 26 dargestellt, die ein PWM-Modulationssignal mit konstanter Einschaltdauer verwendet.



Ein 1:1:1 Transformator wird verwendet, so dass eine Ausgangswicklung mit D2 halbwellig gleichgerichtet werden kann, um eine isolierte Versorgungsspannung für den Shunt-Regler zu schaffen. Da diese Wicklung nicht umgekehrt wird bezüglich der Primärwicklung, wird der in C_cv fließende Strom nicht vom Haltekondensator C_H gemessen aufgrund der Sperrdiode D_H (die Spannung auf der Primärseite ist positiv und gleich der Spannung am Ausgangskondensator C_CV minus einem Diodenabfall).

Die Spannung über C_H lädt sich langsam über R1 und R2 auf und setzt die Spannung des negativen Haltekondensators zurück. Wenn Q1 ausgeschaltet ist, werden die Ausgangsspannungen umgekehrt. Jetzt ist D2 umgekehrt vorgespannt und D1 vorwärts vorgespannt.

Die reflektierte Primärwicklungsspannung ist negativ und entspricht der Shunt-Reglerspannung plus dem Vorwärtsabfall von D1. Die Spannung über C_H wird über D_H auf diese negative Spannung heruntergezogen. Wenn alle Dioden bei gleichen Durchlassspannungsabfällen gleich sind, ist die Spannung über C_H genau gleich der Spannung des Shunt-Reglers. Somit wird die Spannung am Haltekondensator bei jedem Zyklus erneuert und verfolgt Änderungen der Ausgangsspannung genau. Sobald der Kern vollständig entmagnetisiert worden ist, werden alle Dioden in Sperrrichtung vorgespannt, und kein Strom fließt mehr. Zu diesem Zeitpunkt sollte das PWM-Signal ausgelöst werden, um den nächsten Zyklus zu starten, so dass die Haltekondensatorspannung nicht sinkt.

Der Nachteil dieser Technik besteht darin, dass der Ausgang des Spitzendetektors in einigen Fällen negativ ist. Bei einigen Designs müsste sie mit einer anderen Op-Amp-Stufe invertiert werden, um nützlich zu sein. Zweitens darf der Transformator nicht in die Sättigung gehen, daher darf der Kern auch nicht zu klein ausfallen, obwohl die Sendeleistung gering ist. Schließlich ist der Wert für C_H ein Kompromiss: hoch genug für geringe Welligkeit und niedrig genug für eine schnelle Reaktion.

Die Vorteile sind die zyklische Nachführung der Ausgangsspannung und die Betriebsfähigkeit bei hohen Umgebungstemperaturen von 100 °C oder mehr, da keine Optokoppler verwendet werden.

Kapazitiv gekoppelte Rückkopplung

Da immer mehr Stromversorgungen digitale Steuerungen verwenden, werden auch digitale Isolatoren immer häufiger. Der Rückkopplungspfad ist nicht mehr rein analog, sondern die Ausgangsspannung wird abgetastet und unter Verwendung von Allzweck Mikroprozessoren oder benutzerdefinierten DSPs (digitale Signalprozessoren) in ein digitales Steuersignal umgewandelt. Der DSP kann entweder auf der Primärseite für eine vollständige digitale Steuerungstopologie verwendet werden oder auf der Sekundärseite für das Zurücksenden von Daten, um einen analogen primärseitigen Controller zu modulieren; oder zwei Mikroprozessoren können Daten hin und her senden. Der Vorteil eines Mikroprozessors auf der Primärseite besteht in der gewährleisteten Inbetriebnahme, jedoch auf Kosten der Erzeugung einer sauberen Niederspannungsversorgung aus der Hochspannungsnetzversorgung. Der Vorteil eines Mikroprozessors auf der Ausgangsseite besteht darin, dass die Stromversorgung des Mikroprozessors viel einfacher ist, und in der Möglichkeit, mehrere Ausgänge zu haben, schaltbare Konstantspannungs- oder Konstantstrommodi. Der Nachteil ist, dass der Start in einen Kurzschluss erfolgt und der Stromkreis beeinträchtigt werden kann.

Mikroprozessoren sind heutzutage so billig, dass es oft einfacher ist, sie auf den Primär- und Sekundärseiten zu verwenden mit einem digitalen Isolator für die Kommunikation zwischen ihnen. Kapazitiv gekoppelte digitale Isolatoren bieten eine sehr hohe Isolation (typischerweise 5 kVAC/1 Minute) in einem sehr kompakten Paket mit aufgeräumten Ausgängen und gut kontrollierten Anstiegsraten.

Kapazitiv gekoppelte digitale Isolatoren gibt es in zwei Hauptvarianten: moduliert oder flankengetriggert. Ein modulierter digitaler Isolator besteht aus einem kapazitiv gekoppelten Modulator und Demodulator, die mit einer viel höheren Frequenz als der übertragenen Signalbandbreite laufen. Daten werden übertragen per On-Off -Keying (OOK), d. h. der digitale Eingang wird einfach zur Ansteuerung eines Hochfrequenzoszillators verwendet, der typischerweise mit zehn Megahertz arbeitet, also sind Datenraten von DC bis zu 100 Mbit/s möglich.



Der Nachteil der Verwendung von modulierten Kopplern ist die sehr hohe interne Betriebsfrequenz. Dies kann zu EMI-Problemen führen, wenn kein Spread-Spectrum-Oszillator verwendet oder das PCB-Layout nicht sorgfältig konstruiert wird mit vielen Entkopplungskondensatoren und getrennten Masse-/Leistungsebenen.

Die relativ langsame Reaktionszeit des Demodulators erzeugt eine Ausbreitungsverzögerung von 10-100 ns, was für schnelle Regelkreise eine erhebliche Verzögerung darstellen kann. Die Alternative ist die Verwendung einer flankengesteuerten Kommunikation:



Flankengesteuerte digitale Isolatoren haben geringere Ausbreitungsverzögerungen und einen höheren Datendurchsatz als modulierte digitale Isolatoren, sind aber teurer und können trotz der Differenzeingänge anfälliger sein für Störungen durch elektrische Streufelder.

Primärseitige Regelung

Obwohl digitale Isolatoren in High-End-, Weltraum- und militärischen Anwendungen viele Anwendungen finden, sind sie zu teuer für viele kostensensitive Industrie- und Gewerbestromversorgungen. Primärseite Regelung (PSR) ist die am häufi gsten verwendete Methode, da auch die Kosten des Optokopplers in einem Design mit einem BoM-Budget von nur ein paar Dollar von Bedeutung sein können.
Die PSR hat auch den Vorteil, dass die Hilfswicklung in jedem Fall benötigt wird, um den Controller-IC hochzufahren, zu speisen und den Leistungsverlust in der Anlaufwiderstandskette zu reduzieren. Eine typische IC-basierte PSR-Topologie wird unten gezeigt, zusammen mit den Wellenformen.





Es gibt vier verschiedene Betriebsphasen:
Phase 1: Der MOSFET wird eingeschaltet, und der Strom durch die Primärwicklung steigt linear an bis zum Erreichen der Spitzenstromgrenze I_pk, die durch Messen der Spannung über dem Erfassungswiderstand R_s erfasst wird.

Phase 2: Der MOSFET wird ausgeschaltet, und die im Kern gespeicherte Energie wird durch die Ausgangsdiode abgegeben, wenn das Magnetfeld zusammenbricht. Der Strom durch die Diode nimmt linear ab, von einem Spitzenstrom von I_pk multipliziert mit dem Verhältnis der Primärwindungen zu den Sekundärwindungen, Np: Ns, bis auf null.

Phase 3: Die Spannung an der Hilfswicklung V_AW nimmt ab von einer Spitzenspannung des Verhältnisses von Hilfs- zu Sekundärwindungen, multipliziert mit (V_out + Diodenabfall, V_F) bis auf nur Na: Ns, multipliziert mit Vout, wenn der Diodenstrom auf null abfällt. An dieser Stelle wird die Spannung der Hilfswicklung durch die Widerstandsteiler R1 und R2 abgetastet. Das Widerstandsteilerverhältnis ist das Gegenteil des Hilfswindungsverhältnisses, daher ist die Spannung an VFB einfach die Ausgangsspannung. Das wird angewandt, um den PWM-Regler zu regulieren.

Phase4: Der Transformator geht in den quasi-resonanten Modus. Die Hilfsspannung wird überwacht für das nächste Tal vor dem Neustart des Zyklus. Dadurch kann der Hauptleistungs-MOSFET sich einschalten bei der minimalen Primärspannung, um die Schaltbeanspruchung zu reduzieren.

Der große Vorteil von PSR ist die geringe Anzahl von Komponenten, weil die notwendige PWM-Steuerung, die Sample-and-Hold und die Schutzschaltung alle im Steuer-IC integriert sind. Die Hilfswicklung macht nicht nur einen Optokoppler überflüssig, sondern bietet auch genügend Bootstrap-Stromversorgung für den IC. Eine hochwertige Widerstandskette R_HV1 + R_HV2 aus der gleichgerichteten Eingangsspannung wird verwendet, um den IC in Betrieb zu nehmen, aber sobald er läuft, schaltet der IC auf die gleichgerichtete Niederspannungsversorgung vom Hilfsausgang über R_supply und D1. Dies reduziert den Stromverbrauch erheblich und erhöht die Effizienz.

Ein Nachteil ist die Notwendigkeit einer Hilfswicklung. Das kostet nicht viel, kann aber den Aufbau des Transformators komplexer gestalten, insbesondere wenn geteilte Primärwicklungen verwendet werden. Die Wicklungen müssen sorgfältig so angeordnet werden, dass die Isolation der Spannung standhält und die Zwischenräume durch die zusätzliche Wicklung nicht beeinträchtigt werden. Die Topologie erfordert auch einen diskontinuierlichen Betrieb, um die reflektierte Ausgangsspannung an der Hilfswicklung richtig abzutasten, und dies macht konstante Stromrichter schwieriger zu konstruieren, um DCM unter allen Betriebsbedingungen zu gewährleisten.

Außerdem wird ein Blindlastwiderstand R_Lmin benötigt, um die Schaltfrequenz über einem Minimum zu begrenzen und zu verhindern, dass die Ausgangsspannung im Leerlauf außerhalb der Spezifikation ansteigt (Informationen zu Technologien mit geringem Stromverbrauch finden Sie im nächsten Kapitel.)

In der Regel überwiegen die Vorteile die Nachteile so deutlich, dass quasi-resonante PSR die am häufi gsten verwendete AC/DC-Topologie sind für fast alle Stromrichter mit geringem Stromverbrauch.