Leistungsfaktoren

PFC-Schaltungen ermöglichen auch höhere Ausgangsleistungen, ohne die maximale Eingangsstromgrenze der Netzversorgung zu überschreiten:



Anmerkung: PF = Leistungsfaktor und ɳ = Wirkungsgrad

Zum Beispiel: für einen 85 % effizienten AC/DC-Wandler, von 230 VAC versorgt und mit einem 10-A-Überstromschutz:
PF = 0,70 ermöglicht eine maximale Ausgangsleistung von 0,70 x 0,85 x 230 V x 10 A × 1370 W.
PF = 0,95 ermöglicht eine maximale Ausgangsleistung von 0,95 x 0,85 x 230 V x 10 A × 1860 W.

Passive Leistungsfaktorkorrektur

Zurückkehrend zu unserer einfachen linearen Stromversorgung in Kapitel 2, die Last an der Netzversorgung ist der Transformator, welcher eine induktive Komponente darstellt. Trotzdem ist die Blindleistung, aufgrund des höheren kapazitiven Anteils, im Eingangsschaltkreis kapazitiv. Dies liegt daran, dass der Transformator die Phasenverschiebung der Sekundärlast auf die Primärseite „reflektiert“. Somit ist die Blindleistung, die von der Netzversorgung gesehen wird, hauptsächlich kapazitiv und der Strom führt die Spannung. Es wäre möglich, die Stromwellenform zu verschieben, um den Leistungsfaktor teilweise zu korrigieren, indem eine Reiheninduktivität hinzugefügt wird. Es ist jedoch nicht möglich, alle ausgegrauten Bereiche in der in Abbildung 2.3 gezeigten Wellenform mit Strom zu füllen, also kann der Leistungsfaktor nicht perfekt gleich eins gemacht werden.

In der Praxis kann eine passive Leistungsfaktorkorrektur (PFC) einen nicht-korrigierten Leistungsfaktor von etwa 0,4 auf etwa 0,7 verbessern, indem PFC-Drosseln (typischerweise ein Eisenkern mit nur einer Wicklung) verwendet werden. Aber solche Induktivitäten sind oft so schwer wie der Trenntransformator selbst:



Eines der Hauptprobleme bei der oben gezeigten einfachen passiven PFC-Korrekturschaltung besteht darin, dass die PFC-Drossel nur über einen begrenzten Eingangsspannungsbereich arbeiten kann und den Leistungsfaktor dennoch angemessen korrigiert. Eine Lösung, die häufig in sehr kostengünstigen passiven PFC-Schaltungen verwendet wird, ist das Hinzufügen eines Spannungswahlschalters zwischen 115 VAC und 230 VAC (Abbildung 7.2). Der Schalter ist entweder offen (230 V) und die PFC-Drossel ist in Reihe mit dem Brückengleichrichter geschaltet oder geschlossen (115 V), wodurch der Stromkreis dem eines Halbwellen-Spannungsverdopplers entspricht, so dass die Ausgangsspannung gleich bleibt (nur die linke Hälfte der PFC-Drossel und die linke Hälfte der Brücke sind aktiv.)



Die Werte der Spannungsverdoppler-Kondensatoren können aus der folgenden Gleichung berechnet werden:



Für ein 100 W-Netzteil mit 80 % Wirkungsgrad, bei einer Eingangsspannung von 115 VAC/60 Hz gilt:
I_in = 100 W / 325 VDC = 0,3 A / 80 % = 0,375 A
t_holdup = 1/120 Hz = 0,08 s

Unter der Annahme einer akzeptablen Welligkeitsspannung (V_ripple) von 30 V gilt:





Die PFC-Drossel ist über den beiden Spannungsverdoppler-Kondensatoren zu sehen. Der Vorteil dieser Schaltung besteht darin, dass die Elektrolytkondensatoren auch bei einem 230 V-Wechselstromeingang jeweils nur für 200 VDC ausgelegt sein müssen.

Valley-Fill-Leistungsfaktorkorrektur

Obwohl der passive PFC für hohe Leistungen (100 W bis 250 W) sehr effektiv ist und PFC-Werte von > 0,95 bei 230 V Wechselstrom und > 0,98 bei 115 V Wechselstrom möglich sind, ist er bei niedrigeren Leistungsstufen nicht so effektiv. Es ist jedoch auch möglich, einen Leistungsfaktor von > 0,9 bei niedrigen Leistungspegeln zu erzielen, wenn nur passive Komponenten verwendet werden.

Die erforderliche Technik wird als „Valley Fill“ bezeichnet und beruht auf der Verwendung von Steuerdioden, um zwei Ausgangskondensatoren auf die Hälfte der Spitzenspannung aufzuladen. Dies bedeutet, dass sie in jeder Netzspannung-Halbwelle viel früher mit der Aufnahme des Ladestroms beginnen (mit der halben statt fast mit der vollen Eingangsspitzenspannung) und erst viel später in der Halbwelle (wieder bis die Spannung auf die Hälfte der Spitzenspannung fällt) aufhören. Der Nachteil dieser Anordnung ist eine sehr hohe Ausgangswelligkeit von 50 % der Ausgangsgleichspannung.





Valley-Fill-Schaltungen werden am häufigsten in mit Triac dimmbaren LED-Treibern verwendet. Erstens funktioniert die Valley-Fill-Schaltung auch mit einem phasengesteuerten Netzeingang gut, der aus kurzen Abschnitten der sinusförmigen Netzwellenform besteht, und zweitens ist eine hohe Welligkeit des Ausgangs nicht so wichtig (das menschliche Auge ist nicht sehr gut darin, LED-Flimmern bei Frequenzen um 100 Hz zu bemerken). Schließlich ist es eine kostengünstige Lösung, die für das Preis sensitive Segment des Beleuchtungsmarktes wichtig ist. Bei faktorkorrigierten Industriestromversorgungen ist die Welligkeit der hohen Ausgangsleistung jedoch häufig nicht akzeptabel. Um einen guten Leistungsfaktor mit geringer Welligkeit zu erzielen, ist ein aktiver PFC erforderlich.


Aktive Leistungsfaktorkorrektur

Die aktive Leistungsfaktorkorrektur verwendet eine PWM-Steuerung mit variablem Taktverhältnis, um den Eingangsstrom so zu manipulieren, dass er sich an die Eingangsspannungswellen anpasst. Dazu muss die Spannung am Kondensator erhöht werden, um sicherzustellen, dass während einer Halbwelle der Kondensator zu jedem Zeitpunkt noch aufgeladen werden kann. Daher sind alle aktiven PFC-Schaltkreise effektiv DC-Aufwärtswandler. Die Boost-Spannung muss gleich oder höher als die höchste gleichgerichtete Eingangsspitzenspannung sein; daher werden normalerweise 400 V bis 425 V ausgewählt. Eine höhere Ausgangsspannung ist unnötig und wird die Spannungsbelastung des Boost-Kondensators und der Schaltelemente stressen, eine niedrige Ausgangsspannung wird bedeuten, dass der PFC-Schaltkreis nicht sicherstellen kann, dass der Ladestrom während der gesamten Halbwelle immer gesteuert werden kann.
Es gibt vier Haupt-Modi für die aktive Leistungsfaktorkorrektur: Diskontinuierlich (DCM), Kontinuierlich (CCM), Kritisch leitend (CrCM) und Mischmodus.

DCM-Leistungsfaktorkorrektur



Der Leistungsfaktorkorrektur (PFC)-Regler ändert das Tastverhältnis während der gleichgerichteten Eingangs-Halbsinuswelle, sodass das Tastverhältnis am Spitzenwert der Eingangsspannung am kleinsten und am Anfang und Ende des Zyklus am größten ist. Die Pulsbreiten-Modulator (PWM)-Frequenz bleibt konstant. Die gleichgerichtete Eingangsspannung wird durch R1 / R2 heruntergeteilt und zur Synchronisation des PFC-Reglers verwendet. Die Ausgangsspannung wird für die Rückkopplungsschleife, die die Ausgangsspannung stabilisiert, durch R3 / R4 heruntergeteilt. Der Speicherkondensator Cout wird durch die Wirkung des aus Drossel L, Schalter Q1 und Diode D5 gebildeten Hochsetzstellers auf eine höhere Spannung als die Spitzeneingangsspannung aufgeladen, aber der Ladestrom ist eine Reihe von kurzen Impulsen während der gesamten Eingangshalbperiode – etwas länger bei niedriger Eingangsspannung und kürzer bei höherer Eingangsspannung. Der durchschnittliche Strom durch die Drossel folgt daher der Eingangswellenformspannung, sodass der Leistungsfaktor sehr nahe bei eins liegt.



Der Induktivitätsstrom wird in Schwarz angezeigt, die Eingangsspannung in Rot und der durchschnittliche Eingangsstrom in Blau. Der Induktivitätsstrom fällt am Ende jedes PWM-Impulses zurück auf null.

Der Hauptvorteil der DCM-Leistungsfaktorkorrektur besteht darin, dass der Induktor während jedes PWM-Zyklus vollständig magnetisiert und entmagnetisiert wird, sodass der Induktor-Strom am Ende jedes Impulses auf null fällt. Der Schalttransistor, Q1, schaltet dann bei Nullspannung / Nullstrom wieder ein, ist also sehr effizient und nahezu verlustfrei. Auch die Wiederherstellungsgeschwindigkeit (trr) der Aufwärtsgleichrichtungsdiode, D1, ist nicht kritisch.

Der Nachteil dieses Verfahrens ist die hohe EMI, die aus den hohen Spitzenströmen der „zerhackten“ Eingangswellenform erzeugt wird. Eine diskontinuierliche PFC-Schaltung benötigt einen sehr guten EMV-Eingangsfilter, um die gesetzlich festgelegten Grenzwerte für Störungen einzuhalten. Die PFC-Drossel muss auch in der Lage sein, die hohen Spitzenströme zu verarbeiten, sodass die Drossel relativ groß und schwer ist.

CCM-Leistungsfaktorkorrektur

Eine Lösung für die EMV-Probleme der DCM-Leistungsfaktorkorrektur ist die Verwendung eines Leistungsfaktorkorrekturreglers mit kontinuierlicher Leitfähigkeit. Dies ist die gleiche Schaltung wie oben, jedoch wird die Induktivität erhöht, so dass der Strom in der Drossel nur geringfügig über und unter der idealen Sinuswellenform variiert. Typischerweise wird die CCM-Stromwelligkeit so gewählt, dass sie etwa 20 bis 40 % des durchschnittlichen Induktivitätsstroms beträgt. Auch hier ist die PWM-Frequenz konstant:



Der Induktivitätsstrom wird in Schwarz angezeigt, die Eingangsspannung in Rot und der durchschnittliche Eingangsstrom in Blau. Der Induktivitätsstrom fällt am Ende jedes PWM-Impulses nicht auf null.

Der PWM-Controller ist etwas komplexer, da er die Eingangsspannung verfolgen und den Eingangsstrom genauer einstellen muss. Die erzeugte EMI ist jedoch viel geringer, da der Eingangsstrom kontinuierlich und nicht pulsierend ist.

Die Hauptnachteile des CCM-Modus sind die signifikant höheren Schaltverluste im Schalttransistor, Q1, und die höheren Sperrverzögerungsverluste sowohl in der Diode als auch im Transistor. Für ein CCM-Design muss die Boost-Gleichrichterdiode ultraschnell sein (sehr niedriger Q_rr). Die Drossel muss eine viel größere Induktivität aufweisen als bei einem DCM-Design, obwohl der Spitzenstrom geringer ist.

CrCM-Leistungsfaktorkorrektur

Sowohl die DCM- als auch die CCM-Leistungsfaktorkorrekturschaltung verwendet eine fixe PWM-Frequenz. Wird die Frequenz jedoch ebenfalls variabel und auf die Eingangshalbwelle synchronisiert, kann der Induktivitätsstrom so eingestellt werden, dass er am Ende jedes PWM-Impulses gerade null berührt, unabhängig von der Eingangsspannung während der Halbwelle (Dies wird als Boundary Conduction Mode (BCM) oder Critical Conduction Mode (CrCM) bezeichnet).



Der Induktivitätsstrom wird in Schwarz angezeigt, die Eingangsspannung in Rot und der durchschnittliche Eingangsstrom in Blau. Der Induktivitätsstrom fällt am Ende jedes PWM-Impulses auf null und die PWM-Frequenz variiert.

Mit der CrCM-Steuerung sind die Schaltverluste im Transistor und die Sperrverzögerungsverluste in der Diode so gering wie im DCM-Schaltkreis, und die Induktivität kann kleiner als im CCM-Schaltkreis gemacht werden, da die Spitzenströme geringer sind. Der Nachteil ist, dass die PWM mit variabler Frequenz EMV-Filter erfordert, die über einen größeren Frequenzbereich wirksam sind.



Alle drei Lösungen haben den gleichen durchschnittlichen Induktivitätsstrom (in Rot), aber der Spitze-Spitze-Induktivitätsstrom im CrCM ist ein Kompromiss zwischen den sehr hohen Pegeln der DCM-Induktivität und den sehr niedrigen Pegeln der CCM-Schaltung.

Mixed-Mode-Leistungsfaktorkorrektur

Es gibt viele PFC-Regler auf dem Markt, die in der Lage sind, je nach Betriebsbedingungen zwischen verschiedenen Betriebsarten zu wechseln. Eine gewählte Drossel, die mit einem CCM-Regler bei niedriger Eingangsspannung (90–125 VAC) gut funktioniert, kann aufgrund des niedrigeren Eingangsstroms bei höheren Eingangsspannungen (180–265 VAC) unerwünscht auf DCM wechseln und somit die Leistungsfaktorkorrektur beeinträchtigen. Um keine Kompromisse eingehen zu müssen, kann der Regler auf variable Frequenz / variable PWM eingestellt werden, um den Stromkreis über den gesamten Eingangsspannungsbereich entweder in CCM oder CrCM zu halten. Alternativ gibt es auch Pulverkerndrosseln, sogenannte „Pendeldrosseln“, die ihre Induktivität in Abhängigkeit vom Strom selbst ändern. Bei niedrigen Strömen nimmt die Induktivität zu, wodurch die PFC-Regler im CCM- oder CrCM-Modus unabhängig von den Betriebsbedingungen bleiben.

Praxistipp: PFC-Stufen können durch Eingangsüberspannungen beschädigt werden. Der Brückengleichrichter gleicht sowohl positive als auch negative Überspannungsstöße in eine sehr hohe positive Spannung auf der PFC-Drossel aus. Der dabei entstehende hohe Strom kann den Kern schnell sättigen, so dass sich die Drossel nicht mehr wie eine Induktivität verhält, sondern die gesamte Stoßspannung durchlässt. Über die PFC-Diode fließt ein sehr hoher Ladestrom in den PFC-Kondensator, welcher einige hundert Ampere betragen kann. Die Belastung der Diode ist demnach beträchtlich und kann bei falscher Dimensionierung sehr schnell ausfallen. Die Lösung besteht darin, eine Hochstrom-Diode parallel zur PFC-Drossel und zur Boost-Diode hinzuzufügen. Unter normalen Betriebsbedingungen ist die PFC-Spannung immer höher als die Eingangsspannung und die Bypass-Diode ist in Sperrrichtung vorgespannt. Unter Stoßspannungsbedingungen überschreitet die Eingangsspannung die PFC-Spannung und die Diode leitet, wodurch sowohl die PFC-Diode als auch die PFC-Drossel entlastet werden und die Spannung über dem Brückengleichrichter verringert wird.



Verschachtelte (interleaved) Leistungsfaktorkorrektur

Wie in diesem Kapitel bereits mehrfach erwähnt, sind die EMV-Überlegungen ein wichtiger Faktor bei der Auswahl des geeigneten Leitungsmodus für den PFC-Regler. Wenn der EMI zu hoch ist, um effektiv herausgefiltert zu werden, besteht eine alternative Topologie darin, zwei verschachtelte PFC-Schaltungen zu verwenden, so dass der Welligkeitsstrom in jeder Stufe halbiert und gegenphasig addiert wird.

Das Verschachteln hat auch den Vorteil, dass der Ausgangsstrom auf zwei Induktivitäten und zwei Dioden aufgeteilt wird, wodurch entweder höhere Ausgangsströme oder verbesserte Betriebstemperaturen möglich sind.



Ein verschachtelter PFC wird hauptsächlich für Hochleistungs-AC/DC-Wandler verwendet, bei denen der hohe Eingangsstrom den EMV-Eingangsfilter sehr sperrig und teurer machen würde als die zusätzliche Schaltungsanordnung der Verwendung von zwei CrCM-PFC-Aufwärtswandlern. Die PWM-Ausgänge arbeiten um 180° phasenverschoben. Obwohl der Strom in einer der Induktivitäten am Ende jedes Impulses auf null abfällt, ist der in den PFC-Kondensator fließende Strom kontinuierlich (Strom fließt abwechselnd durch D1 und D2).

Die Welligkeit der Ausgangsspannung ist erheblich geringer als bei einem einstufigen PFC. Bei einem Tastverhältnis von genau 50 % weist die verschachtelte Topologie keine Welligkeit des Eingangsstroms auf, da sich die beiden PFC-Stufen gegenseitig aufheben. Neben den erhöhten Kosten besteht der größte Nachteil darin, dass alle verwendeten Komponenten sehr sorgfältig aufeinander abgestimmt werden müssen, um unter allen Betriebsbedingungen die gleiche Leistung zu erzielen.



Bridgeless PFC (Totem Pole)

Die brückenlose oder Totempole-PFC-Topologie wird aufgrund ihrer sehr hohen Effizienz immer beliebter. Die Brückengleichrichterdioden werden durch zwei Hochspannungstransistoren ersetzt, die zur Gleichrichtung des Eingangs abwechselnd mit der Netzfrequenz schalten. Die Spannungsabfälle der Dioden in Durchlassrichtung werden daher beseitigt und die internen Body-Dioden der Transistoren unterstützen den Stromfluss und erhöhen den Wirkungsgrad.

Es ist üblich, unterschiedliche Transistortypen für das langsamere 50 Hz-Schalten und das Hochfrequenz-PFC-Schalten zu verwenden.



Der schaltende FET, Q1, in den vorherigen PFC-Entwürfen wird durch zwei FETs Q1 und Q2 ersetzt. Während einer positiven Netzhalbwelle ist Q4 eingeschaltet, Q3 ist ausgeschaltet, und Q1 wird mit einem PWM-Signal betrieben, um die Ausgangsspannung zu erhöhen, während Q2 mit dem invertierten PWM-Signal betrieben wird, um als Gleichrichter zu wirken. Während einer negativen Netzhalbwelle ist Q3 eingeschaltet, Q4 ist ausgeschaltet, und Q2 wird mit einem PWM-Signal betrieben, um die Ausgangsspannung zu erhöhen, während Q1 mit dem invertierten PWM-Signal betrieben wird, um als Gleichrichter zu wirken.

Da Q3 und Q4 mit einer niedrigen Frequenz (50/60 Hz) geschaltet werden, müssen sie nicht schnell geschaltet werden und können reguläre MOSFETs sein. Die externen Dioden sind parallel geschaltet, um den Wirkungsgrad durch Aufteilung des Spitzenstroms zu erhöhen. Die Leistungsumschaltung erfolgt jedoch mit den MOSFETs. Die Durchlassspannungsverluste des herkömmlichen Brückengleichrichters werden somit beseitigt, so dass die Gleichrichtungsverluste sehr niedrig sein können (< 1 %).

Die Transistoren Q1 und Q2 sollten nicht MOSFETs sein, da die Sperrverzögerungsverluste zu hoch wären. Die Umschaltverzögerung würde während des Nulldurchgangs des Wechselstroms große Stromspitzen verursachen. Eine Lösung besteht darin, einen JFET-Transistor in einer Cascode-Konfiguration mit einem MOSFET zu verwenden:



Der JFET ist normalerweise eingeschaltet und hat eine Gate-Spannung, die effektiv geerdet ist. Wenn der MOSFET ausgeschaltet ist, steigt der MOSFET V_DS an, bis der JFET V_GS ausreichend negativ ist, um den JFET auszuschalten. Die Versorgungsspannung erscheint dann fast vollständig über dem JFET. Wenn der MOSFET eingeschaltet ist, fällt der V_DS gegen null und der JFET schaltet ein. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass das JFET-Gate und die MOSFET-V_DS und -V_GS alle nahe null sind, so dass die Kapazitätsverluste bei Sperren, Coss und Miller ebenfalls nahe null sind. Die Schaltgeschwindigkeit wird erheblich verbessert.
br> In jüngerer Zeit werden Transistoren mit hoher Elektronenmobilität (HEMT) wie GaN-FETS verwendet, um die Cascode zu ersetzen, da sie für solche Totempole-Topologien (sehr schnelle Anstiegsgeschwindigkeiten, keine Body-Diode und niedrige Gate-Kapazität) ideal sind. Gesamtwirkungsgrade der PFC-Stufe über 99 % sind mit GaN-FET-Totempfahlkonstruktionen möglich.

Die folgende Bridgeless Totempole-PFC-Schaltung verwendet zwei Halbbrückenleistungsstufen, um den Brückengleichrichter und den PFC-Schalter zu ersetzen, die normalerweise für Anwendungen mit Wechselstrom erforderlich sind. Der Synchrongleichrichter besteht aus zwei Silizium-MOSFETs, die mit einem Tastverhältnis von 50 % bei 50/60 Hz abwechselnd mit dem Wechselstrom-Netzeingang geschaltet werden. Dies erzeugt einen gleichgerichteten Ausgang, ohne dass ein Eingangsbrückengleichrichter erforderlich ist. Die PFC-Halbbrückenschaltung wird mit einem PWM-Signal mit höherer Frequenz und variablem Tastverhältnis betrieben, um die Leistungsfaktorkorrekturfunktion unter Verwendung verlustarmer GaN-Transistoren auszuführen. Mit der geringen Komponentenzahl können die Gate-Treiber-Komponenten näher beieinander platziert und parasitäre Induktivitäten und Streukapazitäten minimiert werden. Zum Beispiel wird mit zwei RP-1506S DC/DC-Wandlern und einem digitalen Zweikanal-Isolator eine vollständig isolierte Hochgeschwindigkeits-Halbbrücken-GaN-Gate-Treiberschaltung für den PFC mit einer Stücklistenzahl von nur 20 Hauptkomponenten erstellt.

Die synchrone 50/60-Hz-Gleichrichtungshalbbrücke arbeitet mit einer viel niedrigeren Frequenz, sodass kostengünstigere MOSFETs verwendet werden können, ohne die Gesamteffizienz oder -leistung zu beeinträchtigen. Die isolierte +15 V High-Side MOSFET-Gate-Ansteuerspannung wird von einem RP-1515S DC/DC-Wandler geliefert. Alle drei DC/DC-Wandler bieten eine Isolation von 5,2 kVDC und eine Isolationskapazität von weniger als 10 pF. Der Low-Side MOSFET-Gate-Treiber kann direkt vom 15 V-Bordnetz gespeist werden (keine Isolierung erforderlich).



Die Nachteile der brückenlosen PFC sind die zusätzliche Komplexität (vier isolierte FET-Treiber sind erforderlich), die Genauigkeit des erforderlichen genauen Timings (insbesondere während des Netznulldurchgangs, wo es wichtig ist, genügend Wartezeit einzuführen, um ein Durchschießen zu vermeiden, aber nicht zu lang, dass dies die Effizienz beeinträchtigt) sowie die Schwierigkeit, die Schaltung mit einer verrauschten Netzversorgung zu synchronisieren. Darüber hinaus muss der Kontroller-IC über einen Stromwandler oder einen Hall-Effekt-Sensor verfügen, um den bidirektionalen Induktivitätsstrom genau überwachen zu können, um einen hohen Wirkungsgrad über den gesamten Last- und Versorgungsspannungsbereich aufrechtzuerhalten.

Dieser digitale Regler verwendet drei Regelkreise: einen äußeren Spannungsregelkreis (unter Verwendung des Eingangs VDC), einen Sinusreferenzkreis (synchronisiert mit dem Eingang Vac) und einen inneren Stromregelkreis (unter Verwendung des Eingangs IL), um eine sehr genaue Regelung mit einem hohen Leistungsfaktor aufrechtzuerhalten. Aufgrund dieser Steuerungskomplexität sind nur digitale Steuerungen für diese Topologie wirklich geeignet. Darüber hinaus ermöglicht eine Datenverbindung zur digitalen LLC-Umsetzer-Steuerungseinheit, einen interaktiven Betrieb zu schaffen, um die Reaktionseigenschaften gemäß den Lastbedingungen zu reduzieren.



Einer der größten Nachteile von Totempole-PFC-Stufen besteht darin, dass der neutrale Anschluss mit 50/60 Hz geschaltet wird. Dies führt zu schwerwiegenden EMI-Problemen, insbesondere, wenn der Neutralleiter im Schaltschrank mit Masse verbunden ist. Eine Lösung für dieses Problem ist die Verwendung der Neutralpunktklemmung (NPC), eine Variante der mehrstufigen Topologie.

Abbildung 18 zeigt eine vereinfachte NPC-Schaltung. Die Transistoren Q3 und Q4 schalten auf der Netzfrequenz und die Transistoren Q1 und Q2 schalten auf der PFC-Frequenz. Zwei PFC-Kondensatoren dienen zum Halten des positiven und negativen gleichgerichteten Ausgangs, sodass die PFC-Busspannung doppelt so hoch ist wie die einer Standard-Totempole-PFC-Stufe. Die neutrale Verbindung ist nicht geschaltet und bleibt daher leise.

Abbildung 19 zeigt eine weitere Variante, bei der die beiden Dioden D1 und D2 durch zusätzliche Schalttransistoren ersetzt sind. Der Vorteil dieser Modifikation liegt nicht nur in den geringeren Gesamtverlusten, sondern auch in der Möglichkeit der adaptiven PWM-Steuerung, um die Spannungen in beiden Abschnitten der Schaltung auszugleichen.

Der Nachteil von NPC ist ein komplexeres Steuerschema, das Transistoren mit höherem Spannungswiderstand und der Notwendigkeit mehrerer isolierter Gate-Treiber bedarf. Diese Topologie wird daher hauptsächlich für Hochleistungs-PFC-Stufen verwendet, bei denen die Einsparungen beim EMV-Eingangsfilter die zusätzlichen Kosten überwiegen.