is the junction capacitance of the diode.
Dabei ist Lk2 die sekundäre Streuinduktivität und Cj die Sperrschichtkapazität der Diode. Für eine typische Leistungsdiode beträgt die Sperrschichtkapazität etwa 5 pF. Für einen typischen Transformator mit einem Windungsverhältnis von 12:1 läge die sekundäre Streuinduktivität bei ungefähr 8 nH (geschätzt). Dies würde eine Rufspannung über der Sekundärdiode ergeben von:
Der Ausgangskondensator absorbiert den größten Teil der Rufspannung, wenn er einen niedrigen ESR hat und die Gleisinduktivität der Leiterplatte nicht zu hoch ist; aber die Diode muss in der Lage sein, diese Spitzensperrspannung zu überstehen.
Das Hinzufügen des sekundärseitigen Dämpfers führt nicht nur die Energie sicher ab und schützt die Diode, sondern verringert die durch das sekundäre Klingeln erzeugte EMI, die bei mehreren zehn MHz liegen kann. Da andererseits die Ruffrequenz wesentlich höher ist als die Schaltfrequenz, ist es relativ einfach, sie herauszufiltern, ohne einen hohen Leistungsverlust zu verursachen.
Typische Werte für sekundäre Dämpfungskomponenten sind vier Mal die Sperrschichtkapazität für den Kondensator und ein Widerstandswert gleich dem Term:
.
In unserem Beispiel wären geeignete Komponentenwerte für den sekundärseitigen Diodendämpfer ein 20 pF-Kondensator in Reihe mit einem 40-Ohm-Widerstand.
Aktive Klemmen und regenerative Dämpfer
RC-Dämpfer sind Verlustkreise: Die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie wird abgeleitet durch den Kondensator und im Dämpfungswiderstand abgeführt. Dieser verbraucht zwischen 2 % und 5 % der Gesamtleistung, daher müssen der Widerstand und die Dioden ausreichend dimensioniert sein, um ihren internen Temperaturanstieg zu bewältigen.
Eine effizientere Lösung besteht darin, eine aktive Klemmung zu verwenden und die überschüssige Energie in einem Kondensator zu speichern, damit sie in den nächsten Zyklus zurückgeführt werden kann. Hierfür gibt es zwei Möglichkeiten: eine Low-Side-P-Kanal-Klemme in Reihe mit dem Hauptschalter oder eine High-Side-N-Kanal-Klemme, um die Klemmdiode zu ersetzen.
Abb.8: Single-Ended-Flyback-Active-Clamp-Konfigurationen: High-Side- und Low-Side-Konfigurationen
High-Side-Aktivklemme
Die in Abbildung 8 gezeigte High-Side-Lösung erfordert einen isolierten Gate-Treiber, verwendet jedoch einen kostengünstigeren n-Kanal-MOSFET. Q2 wird gegenphasig zum Hauptleistungstransistor Q1 angesteuert, jedoch mit einer Totzeit zwischen den Zyklen, um ein Durchschießen zu vermeiden.
Abb.9: Single-Ended-Flyback-Low-Side-Stromfluss der aktiven Klemme
Phase 1.Q1 an. Q2 aus. In den Magnetisierungs- und Streuinduktivitäten wird Energie gespeichert.
Phase 2.Q1 aus. Q2 aus (Totzeit). Der Klemmkondensator fängt an, die Spannungsüberschreitung zu absorbieren über die Q2-Body-Diode.
Phase 3.Q1 aus. Q2 an. Der Ladestrom des Klemmkondensators wird vom FET übernommen und reduziert den Widerstand und schließt den Überspannungsspitzenstrom in den Klemmkondensator kurz. Sobald die Streuinduktivitätsenergie absorbiert worden ist, kehrt sich der Strom im Klemmkondensator um, und die Energie wird zum Vin-Kondensator zurückgeführt.
Phase 4.Q1 aus. Q2 aus (Totzeit). Die verbleibende Energie im Stromkreis lädt die Wicklungskapazität vor ihrem Einsatz im nächsten Zyklus. Für Anwendungen mit höherer Leistung kann eine externe Diode parallel zu Q2 geschaltet werden, um den Strom zu reduzieren, der durch die Body-Diode fl ießt, bevor der Transistor vollständig verstärkt ist.
Die Spannung über dem Hochspannungskondensator ist proportional zum Tastverhältnis und Vin:
| Gl. 15 |
 |
Praktischer Tipp: Gleichung 15 zeigt, dass beim niedrigsten Vin, wo das Tastverhältnis am größten ist, der Faktor (D/D-1) sich 1 nähert. Die Spannung über dem Klemmkondensator ist gleich Vin min. Bei der maximalen Eingangsspannung ist das Tastverhältnis niedrig, und der Faktor (D/D-1) ist viel kleiner als 1. Daher muss der Klemmkondensator nicht auf Hochspannung ausgelegt sein..
Abb.10: Einseitiger Flyback-High-Side-Klemmstrom.
Low-Side-Aktivklemme
Die in Abbildung 11 gezeigte p-Kanal-Lösung ist einfacher zu betreiben, benötigt jedoch einen teureren FET. Q2 wird in Phase mit dem Hauptleistungstransistor angesteuert. Als aktive Klemme dient der p-Kanal, und der Hauptschalter ist der n-Kanal; Q2 ist immer ausgeschaltet, wenn Q1 eingeschaltet ist und umgekehrt. Eine Totzeitschaltung ist nicht erforderlich, da keine Durchschussgefahr besteht, sondern die unterschiedlichen Schwellenspannungen des n-Kanal und p-Kanal-FETs bedeuten, dass es eine Übergangsperiode gibt, wenn beide Transistoren ausgeschaltet sind. Diese Lösung hat den Vorteil, dass sowohl Q1 als auch Q2 in der Nähe von ZVS arbeiten.
Abb.11: Single-Ended Flyback Low-Side-Stromfluss der aktiven Klemme
Phase 1.Q1 an. Q2 aus. Q1 schaltet in der Nähe von ZVS ein. In den Magnetisierungs- und Streuinduktivitäten wird Energie gespeichert. Die Spannung am Klemmkondensator ist null.
Phase 2.Q1 aus. Q2 aus (Übergangszeit). Die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie wird umgeleitet in den Low-Side-Klemmenkondensator durch die Body-Diode von Q2 (die Body-Diode ist in Vorwärtsrichtung vorgespannt). Die Spannung an Q2 bleibt bei einem Diodenabfall bestehen.
Phase 3a.Q1 aus. Q2 an. Q2 schaltet sich in der Nähe von ZVS ein. Der Klemmkondensator absorbiert die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie schnell über die niedrige RDSon-Impedanz von Q2.
Phase 3b.Q1 aus. Q2 an. Sobald die Energie in der Streuinduktivität vollständig abgebaut ist, kehrt sich der Strom um, und die Energie wird vom Klemmkondensator zurück in den Eingangskondensator übertragen.
Phase 4.Q1 aus, Q2 aus. Die Body-Diode von Q1 hält die Spannung an Q1 bei einem Diodenabfall. Die gesamte verbleibende Energie wird über diese Body-Diode zum Eingangskondensator zurückgeführt. Die Spannung über dem Klemmkondensator ist proportional zum Tastverhältnis und Vin:
| Gl. 16 |
 |
Praktischer Tipp:Gleichung 16 zeigt, dass beim höchsten Vin, wenn das Tastverhältnis D am kleinsten ist, der Faktor (1/1-D) sich 1 nähert. Die Spannung über dem Klemmkondensator ist gleich Vinmax. Bei Vinmin wird das Tastverhältnis hoch, und der Faktor (1/1-D) wird viel höher sein als 1. Daher muss der Klemmkondensator auf Hochspannung ausgelegt sein.
Regenerative Klemme
Ein regenerativer Dämpfer kann unter Verwendung einer zusätzlichen Wicklung am Transformator hergestellt werden, dessen eines Ende geerdet ist. Das freie Ende speist Strom in den Klemmkondensator ein, um die Spannungsspitze beim Ausschalten des Schalttransistors abzubauen (Abbildung 12). Der Vorteil dieser Schaltung ist, dass kein aktives Schalten erforderlich ist: Die Stromeinspeisung erfolgt nur durch Steuerdioden.
Abb.12: Single-Ended Flyback mit regenerativem Dämpfer unter Verwendung einer geerdeten Hilfswicklung
Quasiresonanter Sperrwandler
Ein Quasi-Resonanz-Wandler (QR-Wandler) kann für die meisten AC/DC-Topologien verwendet werden, aber am häufigsten wird er als Single-Ended-Sperrwandler verwendet. Der Hauptunterschied ist, dass das PWM-Timing für den QR-Konverter eher abhängig ist von den Schaltspannungsminima als von der Ausgangsspannung allein. Ein Standard-Flyback-Controller hat eine feste PWM-Frequenz, die festlegt, wann der nächste Zyklus beginnt, aber der QR verwendet einen freilaufenden Oszillator mit variabler Ausschaltzeit.
Wie in der Standard-Flyback-Topologie betätigt der PWM-Controller für die QR-Topologie den Schalter EIN, um Energie im Transformatorkern zu speichern, und dann den Schalter AUS, damit die Energie auf die Sekundärstufe übertragen werden kann. Sobald der Strom in der Ausgangsgleichrichterdiode auf null gefallen ist, fallen auch die Eingangs- und Ausgangswicklungsströme auf null. Alle verbleibende Energie im Kern wird in die Primärwicklung zurückreflektiert, die bei einer Frequenz zu schwingen beginnt, die abhängig ist von der Induktivität Lp und der konzentrierten Drain-Kapazität CD, die aus der Summe der Schalterkapazität besteht, der Kopplungskapazität zwischen den Wicklungen und anderen Streukapazitäten.
| Gl. 17 |
 |
Resonanzfrequenz eines Transformators im QR-Modus
Bei einer Primärinduktivität von 500 μH und einem CD-Wert von 1 nF beträgt die Resonanzfrequenz ungefähr 225 kHz. Die Spannung am (offenen) Schalter ist die der Resonanzschwingung überlagerte Versorgungsspannung. Den PWM-Zyklus zurückzusetzen, wenn diese Spannung minimal ist (Talschaltung), bedeutet, dass die effektive Spannung am Schalter unter der Versorgungsspannung liegt. Das heißt, dass der Schalter jetzt eine wesentlich geringere Einschaltspannungsbelastung aufweist und einen geringeren Einschaltstrom, was zu einer messbaren Effizienzsteigerung führt.
Abb.13: QR-Talumschaltung
Ein weiterer Vorteil des QR-Betriebs besteht darin, dass sich die PWM-Periodenzeit in jedem Zyklus jeweils geringfügig ändert, abhängig von der Genauigkeit der Talerkennungsschaltung. Dieser Timing-Jitter flacht das EMI-Spektrum ab und reduziert die Spitzen-EMI-Pegel. Eine Reduzierung von 10 dB in den durchgeführten Interferenzpegeln kann im Vergleich zu einer herkömmlichen Rücklaufschaltung leicht erreicht werden. Ein Nachteil des QR-Betriebs ist, dass die PWM-Frequenz lastabhängig ist und dass man Frequenzbegrenzungs- oder Talverriegelungskreise benötigt, um Leerlaufbedingungen zu bewältigen.
Halbbrücken-Resonanzmoduswandler
Eine Weiterentwicklung des QR-Wandlers ist das vollresonante Wandlerdesign. Ein Resonanzmoduswandler (RM) kann mit Serienresonanz, Parallelresonanz oder Serienparallelresonanztopologien (auch als LLC-Topologien bezeichnet) gefertigt werden; die Halbbrücken-LLC-Schaltung bietet jedoch besondere Vorteile im Resonanzbetrieb, der Einfachheit halber wird also nur diese Topologie berücksichtigt.
Das Ziel eines Resonanzmodenwandlers besteht darin, ausreichende zusätzliche Kapazität und Induktivität zur Verfügung zu stellen, so dass der Resonanztank das Nullspannungsschalten (ZVS) ermöglicht. Der Vorteil von ZVS liegt in seinen extrem geringen Verlusten.
Abb.14: Resonanzmodus-Topologie von Halbbrücken-LLC
This topology has two resonant frequencies. The first being the series resonance tank formed from C
r and L
r and the second the parallel resonance tank formed by C
r and L
m+L
r. Typically, both L
m and L
r are wound side-by-side on the transformer core to reduce the space required. The double resonant frequencies of an LLC converter can be calculated from Equation 17:
| Gl. 18 |
 |
Der Vorteil von Doppelresonanzen ist, dass die eine oder andere Vorrang hat, entsprechend der Last. Während also ein Serienschwingkreis eine Frequenz aufweist, die bei reduzierter Last zunimmt, und ein Parallelschwingkreis eine Frequenz hat, die mit zunehmender Last ansteigt, besitzt ein gut durchdachter Serienparallelschwingkreis eine stabile Frequenz über den gesamten Lastbereich. Die Schaltfrequenz und die Werte von Lr und Cr werden so gewählt, dass sich die Primärwicklung in konstanter Resonanz befi ndet und eine nahezu perfekte sinusförmige Wellenform aufweist. Die zwei Halbbrückenschalter Q1 und Q2 werden gegenphasig betätigt. Wenn die FETs aktiviert werden, ist die Spannung über ihnen ist tatsächlich negativ. Die Gate-Drain-Spannung ist nur der interne Diodenabfall, und der Gate-Ansteuerstrom ist daher extrem niedrig. Weil die Spannung positiv wird, stehen die FETs bereits auf EIN und beginnen zu leiten, wenn die sinusförmige Spannung durch Null geht.
Kombiniert mit den geringen Schaltverlusten und den geringen Umwandlungsverlusten durch die sinusförmige Antriebswellenform, sind Umwandlungseffizienzen von mehr als 95 % ohne Weiteres erreichbar. Ein weiterer Vorteil ist, dass die EMI-Emissionen extrem niedrig sind, da der gesamte Antriebsstrang sinusförmig ist.
Der Nachteil der LCC-Wandlertopologie besteht darin, dass die erforderlichen Induktivitäten hoch sein können, um eine stabile Resonanzfrequenz mit einem guten Q-Faktor (d. h. niedrigem Cr) zu erhalten. Der Konverter muss auch so eingestellt werden, dass die maximal mögliche Verstärkung unterschritten wird, damit das Gerät ohne Probleme gestartet werden kann. Ein Arbeitsgewinn von 80-90 % des Maximums ist normalerweise eine sichere Spanne.
Für den Leerlaufbetrieb ist möglicherweise eine zusätzliche Impulsmodusschaltung erforderlich. Obwohl der LLC-Ladungsbereich theoretisch Nulllast miteinschließt, können in der Praxis Bauteiltoleranzen den Umrichter ohne Last instabil machen.
Schließlich erfordert die Seite-an-Seite-Trafokonstruktion eine sorgfältige Auslegung, wenn die Kriechstrecke und Sicherheitsabstände einzuhalten sind.
Vollbrücken-Resonanzwandler
Phasenverschobene resonante Vollbrücke
Ein phasenverschobener Vollbrückenresonanzwandler verwendet eine herkömmliche Vollbrückentopologie zusammen mit einer Serienspule am Eingang. Die beiden Paare von Schalttransistoren werden angesteuert mit zwei PWM-Signalen mit festem Tastverhältnis von 50 %, die dann phasenverschoben werden, um den Stromfl uss zu steuern (Abbildung 15). Wenn die Überlappung zwischen den beiden PWM-Signalen mit 50 % Einschaltdauer gering ist, wird nur eine kleine Energiemenge über den Transformator übertragen. Wenn sie hoch ist, wird die volle Leistung übertragen. Die Regelung erfolgt also allein durch Verschiebung der Phase der beiden PWM-Signale.
Abb.15: Vereinfachtes phasenverschobenes resonantes Vollbrückenschema und Wellenformen. Die PWM-Signale haben eine feste Frequenz und ein festes Tastverhältnis von 50 %. Die mit Blau schattierten Bereiche stellen den Betrag der Überlappung zwischen den beiden PWM-Ansteuersignalen dar, die die Kraftübertragung regeln.
Die Vorteile der phasenverschobenen Vollbrückentopologie liegen im Festfrequenz Resonanzbetrieb; alle Transistoren schalten bei Nullspannung (ZVS) oder nahe Nullspannung, daher sind Schaltverluste sehr gering. Die Transistoransteuerschaltung ist vereinfacht, weil nur zwei feste Frequenz-PWM-Signale benötigt werden, die sehr einfach durch Flip-Flop-Schaltungen erzeugt werden können (mit 50 % Tastverhältnis), um alle vier Schalter anzusteuern. Der Resonanzinduktor Lres kann weggelassen werden, wenn die Eigenresonanz zwischen der Coss-Kapazität des Transistors und der Streuinduktivität des Transformators ausreichend ist, um den ZVS-Betrieb zu gewährleisten. In diesem Fall könnten sowohl D1 als auch D2 auch weggelassen werden.
Die Ausgangsregelung kann erfolgen durch die Kontrolle entweder des Spannungsmodus, des Durchschnittsstroms oder der Spitzenstromregelung (durch Hinzufügen eines Stromwandlers in Reihe mit der Hochspannungsversorgung), alles ohne Änderung der Grundtopologie. Spitzenwirkungsgrade von über 95 % sind mit dieser Topologie ohne Weiteres erreichbar. Dies macht sie besonders geeignet für AC/DC-Designs mit höherer Leistung.
Die Nachteile der phasenverschobenen Vollbrückentopologie liegen darin, dass die PWM-Signale sehr präzise sein oder entweder feste Totzonen haben müssen, was den Wirkungsgrad verringert, oder variable Totzonenverzögerungen, um ein Durchschießen bei geringer Belastung zu vermeiden, was wiederum die PWM-Steuerung in der Praxis nicht so einfach macht. Freilauf (QA + QC oder QB + QD gleichzeitig einschalten, um den Strom umzuleiten) ist häufig erforderlich, um den reflektierten Laststrom zu klemmen und ZVS-Bedingungen zu gewährleisten, was die Antriebssteuerung zusätzlich erschwert und den Wirkungsgrad verringert. Eine solche betriebsbedingte Schaltsteuerung ist in der Praxis oft nur durch Mikrocontroller realisierbar, die parallel laufende Maschinen steuern, oder teure Mixed-Signal-Steuerungen mit internen Logikelementen..
Der Versorgungsspannungsbereich ist eingeschränkt, da der Wirkungsgrad von der Resonanz-ZVS abhängt oder der Fast-ZVS, die vom Quadrat der Versorgungsspannung abhängt (Gleichung 19), daher ist ein PFC-Frontend für eine universelle Netzversorgung notwendig. Für höhere Wechselspannungen (z. B. 480 VAC) kann es erforderlich sein, Kaskaden-Schalt- FETs zu verwenden, um die Vds-Anforderungen zu erfüllen. Die zum Einschalten des ZVS erforderliche Resonanzinduktivität kann aus Gleichung 19 berechnet werden:
| Gl. 19 |
 |
Die Sperrschichtkapazität der beiden Schalter in jedem Zweig der Vollbrücke ist parallel effektiv während des Schaltens; also müssen die einzelnen Transistor-Coss-Werte verdoppelt und zu der gemessenen Primärwicklungskapazität hinzuaddiert werden, um die Resonanzkapazität zu berechnen. Wenn die Kombination der Transformator-Streu- und Magnetisierungsinduktivitäten Lres, min. unter ungünstigsten Umständen überschreitet, ist keine externe Induktivität erforderlich.
Praktischer Tipp: Beachten Sie in der obigen Gleichung, dass die Verdopplung der Wechselstrom-Versorgungsspannung nicht nur den Zähler erhöht, sondern auch den Spitzenstrom im Nenner um einen Faktor 4 reduziert, d. h. es wird eine 16-mal kleinere Resonanzinduktivität benötigt!
Obwohl das Grundkonzept des phasenverschobenen Vollbrückenresonanzwandlers darin besteht, eine PWM mit fester Frequenz zu verwenden, gibt es einige Konstruktionen, die eine Phasenverschiebungssteuerung bei Volllast kombinieren mit frequenzvariabler PWM-Regelung bei geringen Lasten zur Realisierung eines hohen Wirkungsgrades über den gesamten Lastbereich.
Resonante Vollbrücke
Wird der in Bild 15 dargestellten Schaltung ein Reihenkondensator hinzugefügt, so kann ein Resonanzwandler mit Nullspannungsschaltung (ZVS) oder Nullstromschaltung (ZCS) erstellt werden:
Abb.16: Serienresonante Vollbrücke mit Resonanzfrequenz f
res
Im Gegensatz zum phasenverschobenen Resonanzwandler gibt es keine Überlappung zwischen den PWM-Signalen mit einer definierten Totzeit, um jede mögliche Überlappung zu vermeiden.
Die Leistungsübertragung wird durch Ändern der PWM-Frequenz über die, gleich der oder unter die Resonanzfrequenz des Schwingkreises von Cres und Lres. Dies ergibt drei mögliche Betriebsarten:
Abb.17: Unterhalb der Resonanz führt der Eingangsresonanzstrom Is zur PWM-Umschaltspannung Vs. Bei Resonanz ist Is in Phase mit Vs und über Resonanz folgt Is Vs verzögert.
Modus 1: Unterhalb der Resonanz. Der Eingangsstrom führt die geschaltete Versorgungsspannung an, d. h. die Impedanz ist kapazitiv. Die Transistoren schalten in den ZCS-Modus.
Modus 2: Bei Resonanz. Der Eingangsstrom ist in Phase mit der geschalteten Versorgungsspannung, d. h. die Impedanz ist rein ohmsch. Die Transistoren schalten im ZCS-Modus, und die Ausgangsspannung ist am Maximum.
Über Resonanz. Der Eingangsstrom folgt der geschalteten Versorgungsspannung verzögert, d. h. die Impedanz ist induktiv. Die Transistoren schalten in den ZVS-Modus. Die Ausgangsspannung ist maximal, wenn die Schaltfrequenz gleich der Resonanzfrequenz ist:
| Gl. 20 |
 |
Dabei ist ω die relative Arbeitswinkelfrequenz ω
sw / ω
res> , und Q der Qualitätsfaktor:
| Gl. 21 |
 |
Dabei stellt RAC die Transformatorlast dar.
Der 0,9-Faktor im Zähler von Gleichung 20 ergibt sich aus einer Beziehung von
was bedeutet, dass bei Resonanz die Ausgangsspannung 0,9 Vin beträgt (siehe Abbildung 18).
Die Ausgangsleistung kann durch Ändern der PWM-Frequenz über oder unter die Resonanzfrequenz verringert werden; da aber die ZVS-Regelung sowohl für Einschalt- als auch für Ausschaltverluste optimal ist, ZCS aber nur bei Abschaltverlusten hilft, wird typischerweise eine Erhöhung der Frequenz verwendet, um die Ausgangsleistung zu reduzieren.
Abb.18: Ausgangsspannungsregelung durch Erhöhen der PWM-Frequenz über Resonanz
Der Vorteil des frequenzvariablen Vollbrücken-Resonanzreglers ist ein hoher Wirkungsgrad gegenüber einem breiten Lastbereich, da die Topologie von Volllast bis Leichtlast in Resonanz bleibt. Der Nachteil ist, dass ein Leerlauf nicht möglich ist, ohne den Resonanzbetrieb zu verlieren, und damit die Kontrolle über die Ausgangsspannung, so dass immer eine Mindestlast erforderlich ist.
Dieser Nachteil kann durch Hinzufügen eines zusätzlichen Resonanzkondensators parallel zur Transformator-Primärwicklung beseitigt werden, um eine Serien-Parallel-Resonanz-Vollbrücke herzustellen (Abbildung 19). Diese Topologie bleibt bei Volllast bis zum Leerlauf mit guter Lasteffizienz, erfordert jedoch ein PFC-Frontend, um eine stabile Busspannung bereitzustellen.
Abb.19: Serienparalleler resonanter Vollbrückenwandler
Single-Ended Vorwärtswandler
Obwohl der Vorwärtswandler der Flyback-Topologie ähnlich zu sein scheint, funktioniert er gänzlich anders, unter Verwendung kontinuierlicher Transformatorwirkung, um die Leistung vom Eingang zum Ausgang zu übertragen, anstatt die Energie periodisch im Magnetfeld des Kernspaltes zu speichern. Die Eingangsspannung wird in Abhängigkeit von der Windungszahl des Transformators in eine geregelte Ausgangsspannung umgewandelt; eine Lücke ist nicht erforderlich und auch nicht erwünscht. Bild 20 zeigt die vereinfachte Schaltung (im DC/DC-Wissensbuch finden Sie Informationen zu den Spannungs- und Stromverläufen sowie Erläuterungen zu der Übertragungsfunktion).
Da die Energieübertragung über die Zeit kontinuierlich ist, spricht man von „Voltsekunden“. Die Voltsekunden während der EIN-Zeit dürfen die Voltsekunden während der AUS-Zeit nicht überschreiten, sonst wird der Kern schließlich aufgrund eines Prozesses, der als „Flusswandeln“ bezeichnet wird, gesättigt sein (siehe DC/DC-Wissensbuch, Kapitel 10). Dies wird durch Hinzufügen einer Rücksetzwicklung gewährleistet, die sicherstellt, dass der Kern am Ende jedes Schaltzyklus vollständig entmagnetisiert wird.
Da die Rückstellwicklung dafür sorgt, dass der Kern am Ende jedes Zyklus vollständig entsättigt wird, kann der Zyklus nicht höher als maximal 50 % sein, es sei denn, eine Rückstellwicklung mit einem anderen Windungsverhältnis wird verwendet.
Dies begrenzt den Eingangsspannungsbereich des Wandlers auf üblicherweise 2:1 und macht es schwieriger, einen universellen Eingangs-AC/DC-Vorwärtswandler zu konstruieren, als ein Flyback. Aus diesem Grund werden AC/DC-Vorwärts-Umrichter normalerweise mit einem PFC-Frontend verwendet, um eine stabile Zwischenkreisspannung zu erhalten, von der aus gearbeitet werden kann.
Abb. 20: Vorwärts-Topologie (vereinfacht)
Da ein Vorwärtswandlertransformator einen durchgehenden Magnetkern aufweist, ist das Magnetfeld gleichmäßiger verteilt, und die damit verbundenen Hystereseverluste und abgestrahlten EMI aus den konzentrierten Feldern über einer Lücke in der Flyback-Topologie werden vermieden.
Da ein Vorwärtswandlertransformator einen durchgehenden Magnetkern (kein Luftspalt) aufweist, ist das Magnetfeld gleichmäßiger verteilt, und die damit verbundenen Hystereseverluste und abgestrahlten EMI aus den konzentrierten Feldern über einen Luftspalt in der Flyback- Topologie werden vermieden.
Weitere Vorteile sind, dass der geringere Spitzenstrom Wicklungs- und Diodenverluste reduziert und zu einer niedrigeren Eingangswelligkeit führt. (Abbildung 21). Die Entmagnetisierungswicklung überträgt überschüssige gespeicherte Energie zurück in den PFC-Kondensator, anstatt die Energie in ein Snubber-Netzwerk ableiten zu müssen. Bei gleicher Ausgangsleistung wird ein Vorwärtswandler daher effizienter sein als ein Flyback (Sperrwandler).
Abb.21: Vergleich von Forward- und Flyback-Wellenformen (DCM). Die Spitzenströme in der Vorwärtstopologie sind geringer, und der Ausgangskondensator hat vor allem einen deutlich geringeren Welligkeitsstrom.
Die Nachteile der Vorwärts-Topologie sind ein komplizierterer Transformatoraufbau mit einer zusätzlichen Rückstellwicklung, der die Einhaltung der erforderlichen Trennung in Kriech- und Luftverhältnisse schwieriger macht, und erhöhte Bauteilkosten, weil für jeden Ausgang ein Ausgangsinduktor, Lout, benötigt wird. Wenn ein bipolarer (±) Ausgang erforderlich ist, wo die positive und negative Ausgangsspannung komplementär sind, kann ein, einem Transformator ähnlicher (zwei Induktoren teilen sich den gleichen Kern) Ausgangsinduktor verwendet werden, um Kosten zu sparen.
Dies ist kein echter Transformator, sondern zwei miteinander gekoppelte Induktoren; daher ist es wichtig, dass die Wicklungen bifilar gewickelt sind, um eine gute Kopplung zu erhalten, und dass die Windungen sich im gleichen Verhältnis befinden wie die Sekundärwicklung des Transformators. Dies wird die Cross Regulation verbessern und die Ausgangswelligkeit erheblich reduzieren im Vergleich zu zwei unabhängigen Drosseln.
Abb.22: Vorwärtswandler mit bipolarem Ausgang unter Verwendung eines miteinander gekoppelten Ausgangsinduktors
Wenn mehrere unabhängige Ausgänge erforderlich sind, benötigt jeder Vorwärtswandlerausgang einen Ausgangsindukor und einen Kondensator, daher wäre in diesem Fall die Flyback- Topologie oft die bessere Wahl (siehe auch den stromgespeisten Vorwärtswandler-Abschnitt).
Wie bei der Flyback-Topologie werden Dämpfer benötigt, um Transienten zu unterdrücken, zum Schutz der aktiven Komponenten. Im Gegensatz zum Flyback treten zusätzliche Spannungsspitzen auf, die durch Streuinduktivität verursacht werden zwischen der Primär- und der Rückstellwicklung; diese müssen geregelt werden. In der konventionellen Vorwärtsklemmen- Topologie mit der gleichen Anzahl von Windungen an der Primär- und der Rückstellwicklung beginnt in der Rückstellwicklung, Strom zu fließen, wenn die Spannung über dem Schalttransistor beim Ausschalten die doppelte Versorgungsspannung überschreitet.
Diese Energieübertragung erfolgt jedoch nicht sofort. Die Zeit, die der Strom benötigt, um von der Primärwicklung zur Rückstellwicklung zu gelangen, wird verlangsamt durch die Streuinduktivität zwischen der Primärwicklung und der Rückstellwicklung. Während dieser Verzögerung überschreitet die Spannung am Schalttransistor die doppelte Versorgungsspannung und kann den Transistor überlasten. Die Kondensatorklemme Cclamp mildert diese Überspannung durch einen niederohmigen Pfad durch die Rückstellwicklungsdiode (Abbildung 23).
Wenn der Strom zurück in den Eingangskondensator fließt, wird Energie eher in den Stromkreis zurückgeführt, als einfach über einen Klemmwiderstand abgeführt; das ist also ein Beispiel für eine verlustfreie Klemmung.
Abb.23: Verlustfreier Klemmen-Vorwärtswandler (vereinfacht)
Die erforderliche Klemmkapazität kann aus der folgenden Gleichung berechnet werden (unter der Annahme, dass die Primär- und die Rücksetzwicklung die gleiche Windungszahl haben):
| Gl. 22 |
 |
Dabei ist Lp die Primärinduktivität, Nps das Primär-/ Sekundärwindungsverhältnis, Vs die Versorgungsspannung, und Vos ist die gewünschte maximale Überschwingspannung. Da die Reset-Diode die über den Klemmkondensator übertragene überschüssige Energie tragen muss, muss sie für einen Spitzenstrom >Iload/Nps ausgelegt sein. Die Nennspannung muss natürlich höher als 2 V sein.
Zusätzlich zur primären Seitenklemme müssen häufig Dämpfer über den Schalttransistor und die Sekundärdiode D2 eingefügt werden, zur Steuerung von Hochfrequenzklingeln, das zu EMI-Problemen führen kann.
Das liegt daran, dass beim Einschalten von Q1 ein Stromfluss in der Gleichrichterdiode D1 einsetzt, bis der Ausgangskondensator vollständig aufgeladen ist und nur noch den Laststrom liefern muss. An diesem Punkt steigt die Spannung an der Diode aufgrund der reflektierten Eingangsspannung, die übertragen wird von der Streuinduktivität des Transformators. Da in der Last kein Strom mehr fließen kann, beginnt der Strom, über die Sperrschichtkapazität der Diode D2 zu schwingen. Das Hinzufügen eines Dämpfers Cssn +Rssn über D2 absorbiert diese überschüssige Energie und dämpft das Klingeln (Abbildung 24).
Abb.24: Vorwärtswandler mit Überspannungsklemme sowie Dämpfer auf der Primär- und Sekundärseite
Praktischer Tipp: Die optimalen Werte für Cssn und Rssn können experimentell ermittelt werden:
- Messen Sie die Klingelfrequenz ohne Dämpfer!
- Fügen Sie parallel zu D2 eine ausreichende Kapazität hinzu, bis sich die Frequenz halbiert!
- Die parasitäre Kapazität Cpara beträgt 1/3 der hinzugefügten Kapazität.
- Die parasitäre Induktivität kann aus Gleichung 23 berechnet werden:
| Gl. 23 |
 |
- Der Dämpfungswiderstand sollte idealerweise mit der charakteristischen Impedanz übereinstimmen:
| Gl. 24 |
 |
- Die Verlustleistung im Dämpfungswiderstand kann berechnet werden aus:
| Gl. 25 |
 |
Dabei ist fsw die Betriebsschaltfrequenz, Cssn der sekundäre Dämpfungskondensator, und Vpk ist die Spitzenspannung über D2. Wenn die Verlustleistung im Dämpfungswiderstand zu hoch ist, ist möglicherweise ein Kompromiss erforderlich, um die Belastung der Diode zu erhöhen, im Austausch für die Verringerung der Belastung des Dämpfers.
Verschachtelte Single-Ended Vorwärtswandler
AC/DC-Vorwärtswandler werden typischerweise bis zu etwa 200 W verwendet. Oberhalb dieser Leistungsstufe kann der hohe diskontinuierliche Primärstrom nicht einfach durch Erhöhen der Größe der Eingangskondensatorbank und durch Parallelschalten der primären Schalttransistoren bewältigt werden. Darüber hinaus werden der Ausgangsinduktor und der Kondensator sehr sperrig.
Die synchrone Gleichrichtung (SR) am Ausgang hilft, die Verluste zu verringern, aber die Verwendung von SR macht es schwierig, die Ausgänge von zwei Vorwärtswandlern parallel zu schalten, wenn mehr Leistung benötigt wird (das SR Schalten kann den Lastverteilungsstromausgleichskreis stören).
Eine Lösung für Vorwärtswandler mit hohem Strom und niedriger Spannung besteht darin, die Leistungsstufe zu verschachteln mit zwei um 180° phasenverschobenen Transformatoren (Bild 25). Die zusätzliche Komplexität erhöht zwar die Kosten, wird jedoch häufig durch die geringere Größe der Eingangs- und Ausgangskondensatoren ausgeglichen, da die Welligkeitsströme erheblich reduziert werden (jede Vorwärtswandlerstufe weist einen diskontinuierlichen RMS-Welligkeitsstrom auf; aber wenn der Gesamtstrom addiert wird, ist er stetiger und nähert sich DC; siehe Abbildung 26). Es werden nur ein Eingangs- und ein Ausgangskondensator benötigt, was auch die Kosten reduziert.
Abb.25: Verschachtelte Single-Ended-Dual-Vorwärtswandler-Topologie
Die unten dargestellte idealisierte Wellenform gilt nur für ein Tastverhältnis von 50 %. Wenn das Tastverhältnis sich ändert, sind die Ausgangsströme der beiden Stufen nicht exakt komplementär, und die Welligkeitsströme nehmen zu .
Der Eingangskondensator Cin hat einen Welligkeitsstrom von ungefähr:
| Gl. 26 |
 |
Dabei ist das Übersetzungsverhältnis des Transformators und δ das Tastverhältnis.
Abb.26: Verschachtelte Vorwärtswandler-Wellenformen. Beachten Sie die reduzierten Eingangs- und Ausgangs-RMS-Wellenströme (der Ausgangsstrom beträgt fast DC)
Als Graph dargestellt, zeigt Abbildung 27 die Beziehung zwischen dem normalisierten Welligkeitsstrom des Eingangskondensators und dem Tastverhältnis. Im ungünstigsten Fall tritt die Eingangswelligkeit bei einem Tastverhältnis von 0,25 und 0,75 auf.
Abb.27: Eingangswelligkeit (normalisiert) im Verhältnis zum Tastverhältnis für einen verschachtelten Vorwärtswandler
Der Ausgangswelligkeitsstrom folgt einem anderen Verhältnis als in Gleichung 27:
| Gl. 27 |
 |
Als Graph dargestellt ist in Abbildung 28 die Beziehung des Welligkeitsauslöschungsfaktors K (δ) zum Tastverhältnis (Kondensatorwelligkeitsstrom geteilt durch Induktorwelligkeitsstrom).
Abb.28: Welligkeitsauslöschungsfaktor (normalisiert) gegen Tastverhältnis
Wie aus den Abbildungen 27 und 28 ersichtlich wird, ist der verschachtelte Vorwärtswandler am effizientesten, wenn das Tastverhältnis sehr nahe bei 0,5 liegt. Daher ist ein PFC-Frontend zum Ausgleichen der Schwankungen der Eingangsspannung bei konstantem Tastverhältnis unerlässlich.
Wenn mehr Leistung benötigt wird, können drei Eingangsleistungsstufen und Transformatoren parallel geschaltet werden mit 120° Phasenverschiebung. Bei einem Tastverhältnis von 0,33 überlagern sich die Eingangs- und Ausgangswellenströme und ergeben einen sehr niedrigen kombinierten Gesamtwelligkeitsstrom. Und wenn noch mehr Strom benötigt wird, können zwei 180° verschachtelte Vorwärtswandler parallel geschaltet werden, um 100 A zu liefern. Das Stromverhältnis zwischen diesen parallelen Stufen muss sehr sorgfältig geregelt werden: Schon eine kleine Abweichung in der Phasenstromaufteilung zwischen den Stufen erhöht die Welligkeitsströme dramatisch.
In der Praxis ist eine Art aktiver Tastverhältnissteuerung erforderlich, um die Komponententoleranzen, Temperaturschwankungen und dynamische Belastungen auszugleichen. Darüber hinaus benötigt jede dieser parallelgeschalteten Leistungsstufen ihre eigenen Dämpfernetze auf dem primären Schalter und den sekundären Dioden, was die Gesamtwirksamkeit, insbesondere bei geringer Belastung, verringert. Das Verschachteln der Stufen reduziert die Leitungsverluste (die Strompfade haben niedrigere Impedanzen), erhöht jedoch die Schaltverluste. Bei hohen Ausgangsströmen dominieren Leitungsverluste, bei geringen Ausgangsströmen jedoch Schaltverluste.
Praxistipp: Eine Technik zur Verbesserung des Wirkungsgrades über den gesamten Lastbereich ist das Abschalten einer oder mehrerer paralleler Phasen bei geringer Belastung. Dies kann die Wirksamkeit bei Niederlast um bis zu 15 % erhöhen, indem der Stromrichter als einphasiger Vorwärtsstromwandler betrieben wird, bei dem der gesamte Strom nur durch eine Leistungsstufe fließt. Eine weitere Ersparnis kann erreicht werden durch Ausschalten der synchronen Gleichrichtung auf der Sekundärseite unter Niedriglastbedingungen und unter Verwendung parallelgeschalteter Dioden über den FETs, um etwaigen Restausgangsstrom zu korrigieren.
Ohne digitale Steuerung sind solche komplexen Rückkopplungsmechanismen unpraktisch, mit einem programmierbaren Controller ist es jedoch möglich, Wirkungsgrade von mehr als 95 % über einen sehr breiten Lastbereich zu gewährleisten.
Um das Beste aus beiden Welten herauszuholen und einen guten Wirkungsgrad zu erzielen, sowohl bei sehr schwerer als auch bei geringer Last, bevorzugt man häufig eine Vorwärtswandlertopologie für Konstruktionen mit hoher Leistung und hohem Wirkungsgrad.
Stromgespeister Single-Ended-Vorwärtswandler
Wie zuvor bereits erwähnt, stützt sich ein Vorwärtswandler auf eine Speicherdrosselung am Ausgang, da im Idealfall im Transformator selbst keine Energie gespeichert wird oder keine Energie verlorengeht. Dies bedeutet, dass ein multipler spannungsgespeister Vorwärtswandler schnell sehr teuer wird, da jeder Ausgang seinen eigenen Induktor benötigt.
Abb.29: Spannungsgespeister Vorwärtswandler mit drei Ausgängen und Induktoren an jedem Ausgang
Die stromgespeiste Vorwärtstopologie fügt das induktive Speicherelement auf der Primärseite hinzu. Aus der Topologie wird dadurch eher ein Stromwandler als ein Spannungswandler. Dadurch entfällt die Notwendigkeit eines Ausgangsinduktors und macht mehrere Ausgänge wirtschaftlich attraktiver. Der Nachteil ist, dass eine Stromquelle anstelle einer Spannungsquelle benötigt wird, die typischerweise realisiert wird durch das Hinzufügen einer Zerhacker- oder Abwärtsregler-Eingangsstufe. Leistungsregelung kann erreicht werden alleine durch Regelung des PWM-Signals der Eingangsstufe; dabei lässt man den Vorwärtswandler laufen mit einem festen Tastverhältnis von 50 % (alternativ kann der Abwärtsregler mit einem festen Tastverhältnis betrieben werden, und das Tastverhältnis des Vorwärtswandlers kann zur Regelung modifiziert werden). In beiden Fällen ist die Topologie unempfindlich gegenüber Anstiegs- und Abfallzeiten, so dass hochfrequente PWM-Frequenzen verwendet werden können, um die Induktor- und Transformatorgrößen zu reduzieren.
Stromgespeiste Vorwärtswandler verwenden typischerweise Topologien mit zwei Transistoren, Gegentakt oder Vollbrücken (siehe folgende Abschnitte). Das liegt daran, dass sich diebeiden Schalter überlappen müssen, damit der Strom kontinuierlich und ohne Unterbrechung durch den Transformator fließt (jede Unterbrechung des Stromflusses könnte zerstörerisch hohe Spannungen entstehen lassen). Die primärseitige Induktivität begrenzt den Strom, wenn beide Schalter eingeschaltet sind; dies hat auch den Vorteil, dass die Topologie in sich kurzschlusssicher ist. Das ist sehr wichtig für Hochleistungsanwendungen, weil eine zuverlässige Überstromauslösung mit hohen dynamischen Stromlasten schwierig ist. Da die stromgespeiste Vorwärts-Topologie kurzzeitige Kurzschlusszustände ohne Beschädigung überstehen kann, kann die Überstromzeit erweitert werden, um ärgerliche Auslösungen in lauten elektrischen Umgebungen zu vermeiden.
Da ein aktiver PFC-Boost unpraktisch ist (Boost, gefolgt von einem Buck, gefolgt von einem Vorwärtswandler), werden stromgespeiste Vorwärtswandler normalerweise verwendet, wenn eine Leistungsfaktorkorrektur kein Thema ist, beispielsweise bei dreiphasigen Stromversorgungen, oder wenn die Leistung höher ist als 3 kW und Vorschriften nicht gelten.
Abb.30: Stromgespeister Vollbrücken-Vorwärtswandler mit drei Ausgängen
L2, Cin, QE und D6 bilden die Stromquelle. L1 ist die vorwärtsgerichtete primärseitige Speicherdrosselung, die die Induktoren an jedem Ausgang ersetzt. Die Vollbrückenkonfiguration macht eine Rückstellwicklung unnötig, solange das Tastverhältnis ≤ 50 % ist. D5 klemmt und recycelt überschüssige Energie zurück in den Eingangskondensator.
Topologien mit zwei Transistoren
Zwei-Transistor-Vorwärtswandler
Abb.31: Zwei-Transistor-Vorwärts-Topologie
Zwei-Transistor (TT)-Wandler gelten als eine der zuverlässigsten Topologien für AC/DCWandler mit höheren Leistungen. Dafür gibt es mehrere Gründe:
- Die Schalttransistoren müssen nur die maximale Eingangsspannung bewältigen (die fest ist bei Verwendung eines PFC-Frontends). Alle Ausschalttransienten, verursacht durch parasitäre Elemente, werden durch die Fast-Recovery-Dioden angesteuert. Das bedeutet, dass die Transistoren nur für die Eingangsspannung plus etwas Kopffreiheit ausgelegt sein müssen, anstatt für die doppelte Eingangsspannung, wie bei einer Single-Ended-Schalter-Topologie.
- Das Timing ist nicht kritisch – da beide Transistoren gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden, sind eventuelle Totzeiten nicht erforderlich, um ein Durchschießen zu vermeiden.
- Es werden keine Snubbernetze benötigt. Sowohl die Restmagnetisierungsenergie als auch jede in der Streuinduktivität gespeicherte Energie werden durch die beiden Dioden in den PFC-Kondensator zurückübertragen am Ende jedes Zyklus. Dies erhöht den Wirkungsgrad und reduziert die EMI, weil überschüssige Energie nicht abgeführt wird, sondern recycelt.
- Es ist keine Rückstellwicklung erforderlich, was den Aufbau des Transformators vereinfacht und Kosten senkt.
- Da die Topologie hart umschaltet, treten an den MOSFETs unter keinen Betriebsbedingungen Sperrspannungen auf; die Transistorkörperdioden werden also nicht belastet.
Die Nachteile sind, dass ein ZVS-Betrieb nicht möglich ist, was die Betriebsfrequenz begrenzt, und dass das Tastverhältnis unter 0,5 gehalten werden muss, damit die Transformatorzeit bei jedem Zyklus zurückgesetzt werden kann. Außerdem müssen als Freilaufdioden die teureren Hochspannungsvarianten mit schneller Reaktionszeit verwendet werden.
Obwohl beide Transistoren vom selben PWM-Signal angesteuert werden, benötigt der High-Side-FET einen Floating Gate-Treiber, der ebenfalls die Kosten erhöht. Da die FETs jedoch nur für Vin ausgelegt sein müssen, werden die zusätzlichen Kosten oft durch günstigere Power-FET-Preise ausgeglichen.
Abb.32:CCM-Strompfade in der TT-Vorwärts-Topologie mit ein- (blau) und ausgeschalteten Transistoren (grün). Am Ende jedes Zyklus wird überschüssige Energie an den Eingangskondensator zurückgespeist; man benötigt also keinen Dämpfer
Abb.33: Strom fließt im Schalter (ISW), in der Sekundärwicklung (IL) und in der Primärwicklung, IL mag. Als Faustregel wird die Spitze IL mag, als 1/10 des ISW peak gewählt
Während des ersten Teils des Zyklus (rot) sind beide Transistoren eingeschaltet und die Freilaufdioden aus. Der Strom durch die Transistoren (ISW) und in der Primärwicklung (IPRI) steigt an. Während der zweiten Hälfte des Zyklus sind die Transistoren ausgeschaltet (ISW = 0), der Primärstrom und Magnetisierungsstrom nehmen wieder ab und gelangen durch die Freilaufdioden zurück in den Eingangskondensator, bis der Kern vollständig entmagnetisiert ist (grüner Bereich). Die Freilaufdioden erlöschen dann. Die Zeit bis zum nächsten Zyklusstart (blauer Bereich) ist die erforderliche Marge, um sicherzustellen, dass der Kern bei jedem Zyklus vollständig zurückgesetzt wird. Während dieser Zeit nimmt der Primärwicklungsstrom immer noch ab, während der Strom weiterhin durch die Ausgangsdiode fließt (CCM-Betrieb).
Gegentakt-Vorwärtswandler
Die Gegentakt-Topologie verwendet eine Primär- und Sekundärtransformatorwicklung mit Mittelabgriff und abwechselnd schaltende Transistoren. Dies erhöht die Komplexität des Transformatoraufbaus und die Schaltspannungsbelastung der Transistoren auf 2 Vin, erlaubt aber die Vierquadrantenverwendung des Magnetkerns. Mit anderen Worten, die doppelte Leistung für den Transformator gleicher Größe, verglichen mit einem single-ended Vorwärtswandler. Dies macht die Gegentakt-Topologie geeignet für AC/DC Wandler bis 1 kW.
Da jedoch der gesamte Eingangsstrom durch jede Primärhalbwicklung fließt, müssen alle den doppelten Strom bewältigen, verglichen mit der Single-Ended-Konfi guration; daher müssen sie geeignet dimensioniert sein, um diesen Anforderungen gerecht zu werden.
Abb.34: Gegentakt-Topologie und die B-H-Kurve des Bedienbereichs
Um eine Kernsättigung zu vermeiden, müssen beide Transistoren gleichzeitig eingeschaltet sein, damit die magnetische Flussdichte des Kerns mit jedem Zyklus zuverlässig von B1 nach B2 schwingt und nicht langsam in einen Zustand von Sättigung übergeht. Jedes Ungleichgewicht durch Zeitfehler, Wicklungsunterschiede oder ungleichen Spannungsabfall an den Ausgangsdioden kann zu einer allmählichen Drift in die Kernsättigung führen, da es keinen separaten Kernrücksetzungs-Mechanismus gibt. Es gibt eine Reihe von Techniken, die verwendet werden können zur Vermeidung oder zum Erkennen einer bevorstehenden Kernsättigung: Am einfachsten ist die Verwendung der Spitzenstrommodus-Rückkopplung, um die Einschaltzeiten anzupassen, damit der Spitzenstrom kontrolliert werden kann. Wenn für die Anwendung Spannungsmodusregelung notwendig ist, muss man dem Kern alternativ einen kleinen Luftspalt hinzufügen, damit die Kernfl ussdichte auf ein überschaubares Maß reduziert wird.
Die Schalttransistoren müssen mit mindestens doppeltem Vin auskommen (aus Sicherheitsgründen 20 % mehr Spielraum), d. h. Transistoren mit einer Nennspannung von 900 V werden für einen 230 VAC-Eingang benötigt und mit einer Totzeit geschaltet, um ein Durchschießen zu vermeiden. Dies führt zu schwerwiegenden Problemen für die Ausgangsdioden während der Totzeiten, es sei denn, Diodendämpfer werden hinzugefügt.
Abb.35: Primärseitige Schaltwellenform (der Einfachheit halber ist nur Q1 dargestellt. Q2 ist identisch, aber um 180° phasenverschoben)
Abb.36: Sekundärseitige Schaltwellenformen, die die Notwendigkeit des Hinzufügens eines Ausgangsdiodendämpfers zeigen
Stromgespeister Gegentakt-Vorwärtswandler
Eine alternative Lösung, die die Notwendigkeit von Ausgangsdiodendämpfern umgeht, besteht darin, einen Induktor hinzuzufügen auf der Primärseite, um den Gegentaktstrom einzuspeisen. Dann müssen die primärseitigen Schaltwellenformen überlappen, um den Stromfluss kontinuierlich zu halten:
Abb.37: Stromgespeister Gegentakt
Indem Sie die Gegentaktstromzufuhr aktivieren, ändern Sie die Vin/Vout-Beziehung:
| Gl. 28 |
 |
| Gl. 29 |
 |
Zwei-Transistor-Flyback
Die Vorteile der Zwei-Transistor-Topologie lassen sich auch auf eine Flyback-Topologie erweitern.
Abb.38: Vergleich von Zwei-Transistor-Vorwärts- (oben) und Zwei-Transistor-Rücklauf-Topologien (unten)
Wie bei der TT-Vorwärts-Topologie sind beide Transistoren in der TT-Flyback-Topologie gleichzeitig ein- und ausgeschaltet. Beachten Sie, dass die Ausgangswicklung in Bezug auf die Vorwärts-Topologie umgekehrt ist. Alle Vorteile des Zwei-Transistor-Vorwärtswandlers gelten auch für den Zwei-Transistor-Sperrwandler:
- Die Schalttransistoren müssen nur die maximale Eingangsspannung bewältigen (die fest ist bei Verwendung eines PFC-Frontends), da die gesamte Spannungsbelastung gleichmäßig verteilt wird über die beiden Transistoren und die Dioden klemmen ein Überschwingen auf die Eingangsspannung ab.
- Das Timing ist nicht kritisch – da beide Transistoren gleichzeitig ein- und ausgeschaltet werden, sind eventuelle Totzeiten nicht erforderlich, um ein Durchschießen zu vermeiden.
- Es werden keine Dämpfernetze benötigt. Die Streuinduktivitätsenergie wird durch schnelle Wiederherstellungsdioden abgegriffen und in den Eingangskondensator zurückgeführt.
- Da die Topologie hart umschaltet, treten an den MOSFETs unter keinen Betriebsbedingungen Sperrspannungen auf; die Transistorkörperdioden werden also nicht belastet.
Da Sperrwandler in der Regel sehr kostengünstige Anwendungen sind, fi ndet der Zwei-Transistor-Sperrwandler trotz seiner inhärenten Vorteile selten Anwendung, vor allem aufgrund der zusätzlichen Kosten des zusätzlichen High-Side-Transistors mit seinem Floating-Gate-Treiber und der Notwendigkeit von zwei teuren schnellen Freilaufdioden.
Der Zwei-Transistor-Flyback kann im CCM-, DCM- oder CrCM-Modus verwendet werden wie die Single-Ended-Topologie. Im Dauerleitungsmodus zeigt die Spannung an jedem Transistor ein geklemmtes Klingeln, verursacht durch die Resonanz der Coss-Kapazität des Schalttransistors und der primären Induktivität, bevor es sich einpendelt auf die Hälfte der kombinierten Eingangs- und Ausgangsspannung (Abbildung 39). Da dieses Klingeln durch die Freilaufdiode geklemmt und durch den Primärwicklungswiderstand schnell gedämpft wird, ist kein Snubber erforderlich.
Abb.39: Zwei-Transistor-Flyback im CCM. Vf ist der Vorwärtsspannungsabfall der Wiederherstellungsdiode, so ist die maximale Spannungsbelastung an jedem Transistor Vin + Vf. Vref ist die reflektierte Ausgangsspannung.
Im diskontinuierlichen Leitungsmodus wird auf der Wellenform ein zusätzliches Klingeln angezeigt, wenn der Ausgangsstrom auf null abfällt; dies wird wiederum verursacht durch die Wechselwirkung der Transistorausgangskapazität und der Induktivität der Primärwicklung (Abbildung 40). Wieder klemmen die Recovery-Dioden die Oszillation, um die Spannungsbelastung der Schalttransistoren zu begrenzen.
Abb.40: Zwei-Transistor-Flyback im DCM
Verwenden von parallel geschalteten Transformatoren zur Leistungssteigerung
Eine häufig verwendete Technik zum Erhöhen der Leistung eines AC/DC-Wandlers besteht darin, mehrere parallel geschaltete Transformatoren zu betreiben. Dies kann mit der Forward- Topologie sehr einfach erreicht werden durch Verbinden der beiden Transformatoren mit der gleichen Leistungsstufe und den gleichen Ausgangsgleichrichtern. Beachten Sie, dass das Schalten nicht verschachtelt erfolgt, sondern einfach parallel geschaltet.
Die Transformatoren müssen gut aufeinander abgestimmt sein, um eine gute Leistungsverteilung zu gewährleisten:
Abb.41: Direkt parallel geschaltete Vorwärtstransformatoren
Um Fertigungstoleranzen zu berücksichtigen, ist es oft besser, separate Vorwärtsdioden zu verwenden. Das jetzige Teilungsverhältnis wird dann einfach das Verhältnis der Durchlasswiderstände der Diode, die strenger kontrolliert werden als die Transformator-Parasiten:
| Gl. 30 |
 |
Praktischer Tipp: Da der Widerstand der Diode temperaturabhängig ist, montieren Sie sowohl D1 als auch D2 nahe beieinander oder auf demselben Kühlkörper, so dass sie thermisch angepasst bleiben; oder, noch besser, verwenden Sie eine Doppeldiode mit einer gemeinsamen Kathode:
Abb.42: Parallele Transformatoren mit separaten Vorwärtsdioden
Es ist auch möglich, Transformatoren in Reihe zu schalten, um die Verlustleistung zu teilen und die Kerntemperaturen zu reduzieren. Dies wird allgemein als „Stapeltopologie“ bezeichnet. Eine elegante Lösung ist es, mit einem kapazitiven Teiler die Mittenspannung auf die Hälfte der gleichgerichteten Zwischenkreisspannung einzustellen. Die Spannungsbelastung der Schalttransistoren wird dann halbiert. Das Stapeln kann wiederholt werden, wenn höhere Spannungen aufgenommen werden müssen:
Abb.43: Gestapelte Zwei-Transistor-Vorwärtswandler. Jeder Schalttransistor hat die Hälfte der Spannungsbeanspruchung einer einzelnen Stufe. Wenn drei Transformatoren und Kondensatoren verwendet werden sollten, hat jeder Transistor ein Drittel der Spannungsbelastung
In diesem interessanten Beispiel eines gestapelten Sperrwandlers für verschachtelte Transformatoren*, Abbildung 44, ist nur eine einzige aktive Klemme erforderlich. Diese Variation eines gestapelten Wandlers verwendet Hilfswicklungen an jedem Transformator zur Verbesserung des Leistungsfaktors durch Rückspeisung von Strom in die Zwischenkreisspannung (eine Technik, die als „Eingangsstromformung“ bezeichnet wird):
Abb.44: Gestapelte Flyback-Topologie mit Kondensatorteiler
*Hinweis: Das Beispiel basiert auf einem einphasigen, einstufi gen, gestapelten AC/DC-Flyback-Konverter mit Aktivklemme ZVS “, Yuntong Li und Gerry Moschopoulos, Western University, London, Kanada.
Erschienen in: 2018 IEEE Applied Power Electronics Konferenz und Ausstellung (APEC)
DOI: 10.1109 / APEC.2018.8341297
Q1 und Q2 werden abwechselnd mit einer geeigneten Totzeit dazwischen betrieben. Während der Totzeit wird Q3 betätigt, um die kombinierte Trafospannung aktiv zu klemmen, um den Strom zurück in den Klemmkondensator Cclamp zirkulieren zu lassen. Da der Klemmstrom in beide Richtungen fl ießt, darf Cclamp nicht polarisiert sein, und Q3 muss mit einer potentialfreien Treiberversorgung geschaltet werden:
Abb.45: Schaltfolge der gestapelten Wandler. S3 ist die aktive Klemmschaltung-Wellenform
Das Stapeln oder Parallelschalten von Transformatoren kann die Belastbarkeit erhöhen, wenn der Platz (insbesondere die Höhe) begrenzt ist, und bietet viele Möglichkeiten für innovative Schalttopologien, wie die oben angeführten Beispiele. Die Hauptnachteile sind erhöhte Kosten und die Schwierigkeit, die Transformatoren genau genug abzustimmen, so dass parasitäre Eff ekte (insbesondere durch Ableitungen auftretende Induktivitätsunterschiede) die Leistung nicht beeinfl ussen. Trotzdem ist es in bestimmten Situationen eine nützliche Technik.
Mehrphasenversorgungen
Bei AC/DC-Wandlern mit höherer Leistung können zwei oder mehr Phasen verwendet werden. Um einen dreiphasigen Eingang vollwellig gleichzurichten, werden sechs Dioden benötigt:
Abb.46: 3-phasiger Eingangsgleichrichter
Ein dreiphasiger Vollwellengleichrichter erzeugt eine gleichgerichtete Spitzenausgangsspannung von:
| Gl. 31 |
 |
| Gl. 32 |
 |
Der Durchlassspannungsabfall über der Diodenbrücke kann auf etwa 1,2 V und 5 V geschätzt und normalerweise ignoriert werden.
| Nominal 3-Phasige RMS Spannung |
Spitzenspannung der gleichgerichteten Spannung (ungefähr) |
Mittelwert der gleichgerichteten Spannung (ungefähr) |
| 208VAC/60Hz |
486VDC |
464VDC |
| 230VAC/50Hz |
538VDC |
514VDC |
| 277VAC/60Hz |
648VDC |
619VDC |
| 380VAC/50Hz |
889VDC |
849VDC |
| 400VAC/50Hz |
934VDC |
892VDC |
| 415VAC/50Hz |
970VDC |
926VDC |
| 480VAC/60Hz |
1123VDC |
1072VDC |
Tabelle 1: Dreiphasige vollweggleichgerichtete Gleichspannungen
Der gemeinsame Punkt der dreiphasigen Versorgung kann mit dem Neutralleiter oder der Erde verbunden werden, aber in vielen installierten Industrieanlagen wird die Erdung bevorzugt. Dies bedeutet, dass Standard-Einphaseneingangs-AC/DC-Wandler nicht mit Phase-zu-Phase-Wechselstromversorgungen betrieben werden können, da ohne neutralen Bezugspunkt die Spannung zwischen zwei Phasen viel höher ist (√3 der Spannung Phase zu Neutralleiter), z. B. eine dreiphasige Versorgung mit 230 Veff an jeder Phase hat eine Phase-zu-Phase-Spannung von fast 400 VAC.
Auch wenn der Standard-Einphasen-Eingangs-AC/DC-Wandler einen Eingangsspannungsbereich hätte, der groß genug wäre, um die höhere Eingangsspannung des Phase-zu-Phase-Betriebs zu bewältigen, gibt es ein separates Problem mit der Fähigkeit zur Handhabung von Überspannungen. Ein Standard-Einphasenwandler muss mindestens 1 kV Spitzenspannungsstößen (IEC 61000-4-5, Klasse 2) standhalten, um den typischen Innenraumbedingungen industrieller und kommerzieller Leistungsanforderungen gerecht zu werden.
Aber dreiphasige Versorgungen werden häufiger als Überspannungsinstallationen der Kategorie III mit einer Mindeststoßfestigkeit von 4 kV eingestuft (IEC 61000-4-5, Klasse 4). Dies sind Mindestniveaus. Typischerweise werden häufi ger 2 kV Überspannschutz für einphasige und 6 kV Überspannungsschutz für mehrphasige Installationen angegeben, was bedeutet, dass mehrere Filterstufen zur Einhaltung erforderlich sind.
Abb.47: Beispiel eines dreiphasigen Eingangsfilters
Praktischer Tipp: Die Summe der drei Phasen sollte null Volt betragen, damit die drei Phasen vor dem Gleichrichter mit drei X-Klasse-Kondensatoren gefi ltert werden können, verdrahtet auf einen gemeinsamen Punkt, der dann über einen Kondensator der Klasse Y geerdet wird. Da die dreiphasige Versorgung als strombegrenzt angenommen wird, ist zur Einhaltung der Sicherheitsbestimmungen nur eine einzige Sicherung nach der Gleichrichtung erforderlich.
Dreiphasen-PFC
Die gezeigte PFC-Schaltung kann nicht einfach mit einer Drehstromversorgung mit einem 6-Dioden-Eingangsbrückengleichrichter anstelle eines 4-Dioden-Brückengleichrichters betrieben werden, weil die Boost-Regelung DCM ist und der in hohem Maße diskontinuierliche Eingangsstrom würde einen sehr hohen Wert THD von 30 % ergeben.
Nur wenn einzelne Induktivitäten an jedem Eingang mit CCM-Steuerung verwendet werden, kann ein dreiphasiger PFC-Controller mit einem einzigen Schalter implementiert werden:
Abb.48: Dreiphasige Eingangs-PFC mit CCM-Steuerung (nur eine der gezeigten Phasen)
Die oben gezeigte Schaltung hat den Vorteil der Einfachheit, aber den Nachteil, dass die Spannungsbelastung des Schalttransistors jetzt sehr hoch ist (realistisch betrachtet wäre mindestens ein 900-V-FET erforderlich).
Eine Lösung für das Problem der hohen Schaltspannungsbelastung besteht in der Verwendung eines aktiven Dreipegelgleichrichters, wie der unten abgebildete „Vienna“-Gleichrichter (es gibt viele Varianten dieser Grundtopologie, aber im Wesentlichen haben alle von ihnen das Ziel, die Schaltbeanspruchung der Transistoren durch die Verwendung eines kapazitiven Teilers zu verringern, um die Versorgungsspannung zu halbieren). Die Eingangsdioden können entweder teilweise oder vollständig durch synchronisierte Schalttransistoren ersetzt werden, um den Wirkungsgrad weiter zu erhöhen:
Abb.49: Dreiphasige PFC-Gleichrichtertopologie „Vienna“ mit alternativer halb- oder vollaktiver Eingangsumschaltung
Trotz der verringerten Eingangsstromwelligkeit ist normalerweise immer noch ein mehrstufiger EMV-Filter erforderlich:
Abb.50: Beispiel einer EMV-gefilterten PFC-Eingangsstufe in „Vienna“-Topologie
.
was bedeutet, dass bei Resonanz die Ausgangsspannung 0,9 Vin beträgt (siehe Abbildung 18).
